一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法及其谐振变换器

摘要

本发明公开了一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法及其谐振变换器，在输入电压范围的低压段，采用全桥LLC PFM控制模态，通过改变开关频率来改变输出电压增益；在输入电压范围的中压段，采用全桥LLC PWM移相控制模态，在整个中压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变移相角θ来改变输出电压增益；在输入电压范围的高压段，采用全桥LLC变占空比控制模态，在整个高压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变原边第一开关管S1的占空比来改变输出电压增益。本发明实现了模态间的平滑切换，提高了变换器的工作效率、增益范围和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的要求。

说明书

技术领域

本发明涉及开关变换器领域，具体地说是涉及一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法及其谐振变换器。

背景技术

随着电力电子领域迅猛发展，开关变换器应用越来越广泛。人们对开关变换器提出更多要求：高功率密度、高可靠性、高效率、小体积、宽输入电压范围。LLC谐振变换器作为一种谐振变换器，具有诸多优点，比如低噪声、低应力、开关损耗低等。然而传统LLC谐振变换器一般需要通过改变开关频率实现输出电压的调节，当输入电压范围较宽时，开关频率需要在很宽的范围内变化，当频率太低时，很容易进入容性状态，无法实现零电压开通；当频率太高时，MOS管、整流管、谐振电感、变压器的损耗增加；同时，较宽的频率给变压器的设计和电路的控制都带来了极大的困难。因此，当电压增益较宽时，传统LLC谐振变换器的效率明显下降。

目前，较多研究通过变模态的形式拓宽LLC的增益，实现宽电压范围。

由廖政伟、张雪、尤伟等人2013年发表于浙江大学学报工学报的《应用于超宽输入范围的变拓扑LLC电路》中在全桥LLC拓扑中找到半桥LLC结构，当输入电压为低压段时采用全桥LLC变频控制模态，当输入电压为高压段时采用半桥LLC变频控制模态，见图1为工学报中采用的变换器电路，可看出为传统的全桥LLC电路结构，见图2为该方案的电压增益曲线，可以看出通过全桥结构与半桥结构间切换的方式，可以将电路增益提高一倍，并且电路效率也得到有利提高。但是，全桥LLC变频控制模态与半桥LLC变频控制模态之间，由于在切换点处的电路工作状态相差较大，较难实现平滑切换。

由谢晶晶于2016年发表的浙江大学硕士学位论文《小型光伏并网逆变器中变模态控制LLC研究》中，在全桥LLC变频控制与半桥LLC变频控制这两种工作模态之间，加入了全桥LLC定频控制，填补了两个变频模态切换时的缺失的增益，形成三模态控制，即：当输入电压为低压段时采用全桥LLC变频控制模态，当输入电压为中压段时采用全桥LLC定频控制模态，当输入电压为高压段时采用半桥LLC变频控制模态，见图3为论文中采用的变换器电路，可看出为传统的全桥LLC电路结构，见图4为该方案的电压增益曲线，图4左侧横坐标单位为频率f，右侧横坐标单位为占空比D，表示通过采用全桥LLC定频控制模态实现全桥LLC变频控制模态和半桥LLC变频控制模态的增益连续，电路效率也得到有利提高。但是，该三模态方案在理想情况下只能实现全桥LLC变频控制模态与全桥LLC定频控制模态这两个模态间的平滑切换，而全桥LLC定频控制模态与半桥LLC变频控制模态这两个模态之间依然不能实现平滑切换。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是：提供一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法，提高变换器的电压增益范围，优化各模态间的切换状态。

本发明另一个目的在实现上述方法的LLC谐振变换器。

为了实现上述目的，本发明实施例提供的技术方案如下：一种LLC谐振变换器的宽增益控制方法，通过将输入电压范围分为低、中、高三个电压段，分别对应三种控制模态，

在输入电压范围的低压段，采用全桥LLC PFM控制模态，通过改变开关频率来改变输出电压增益；

在输入电压范围的中压段，采用全桥LLC PWM移相控制模态，在整个中压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变移相角θ来改变输出电压增益；

在输入电压范围的高压段，采用全桥LLC变占空比(D)控制模态，在整个高压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变原边第一开关管(S1)的占空比(D)来改变输出电压增益。

优化地，所述全桥LLC PFM控制模态与全桥LLC PWM移相控制模态之间的电压切换点设置应满足：全桥LLC PFM控制模态的最大开关频率fmax接近谐振频率fr0；全桥LLC PWM移相控制模态的最小移相角θmin接近0，即实现低压段Vin_low与中压段Vin_mid的模态间平滑切换。

优化地，为了实现全桥LLC移相控制模态的零电压开通，全桥LLC移相控制模态的增益范围应≤1.5，因此所述全桥LLC PWM移相控制模态与全桥LLC变占空比(D)控制模态之间的电压切换点设置应满足：全桥LLC PWM移相控制模态能全中压段实现零电压开通，全桥LLC变占空比控制模态在切换点的占空比应大于25％，以保证电路的效率。

实现上述控制方法的LLC谐振变换器，包括输入源Vin、原边LLC谐振电路10、变压器T和副边整流滤波输出电路20，其特征在于：所述原边LLC谐振电路10由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、谐振电容Cr、谐振电感Lr、和激磁电感Lm组成；

所述原边LLC谐振电路10的原边第一开关管S1的漏极连于原边第二开关管S2的漏极和输入源Vin的正端，原边第一开关管S1的源极连于原边第三开关管S3的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端和原边第五开关管S5的漏极，谐振电感Lr的另一端连于激磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组Np的同名端，变压器T的非同名端连于激磁电感Lm的另一端、原边第二开关管S2的源极、原边第四开关管S4的漏极、原边第六开关管S6的漏极，原边第四开关管S4的源极连于原边第三开关管S3的源极和输入源Vin的负极，原边第六开关管S6的源极连于原边第五开关管S5的源极；

在输入电压范围的低压段Vin_low，所述LLC谐振变换器采用全桥LLC PFM控制模态，通过改变开关频率来改变输出电压增益；在低压段最小输入电压Vin_lowmin处有最小的开关频率fmin，在低压段最大输入电压Vin_lowmax处有最大的开关频率fmax，而最大的开关频率fmax在理想条件下为所述LLC谐振变换器的谐振频率fr0；

在输入电压范围的中压段Vin_mid，所述LLC谐振变换器采用全桥LLC PWM移相控制模态，在整个中压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变移相角θ来改变输出电压增益；在中压段最小输入电压Vin_midmin处有最小的移相角θmin，在中压段最大输入电压Vin_midmax处有最大的移相角θmax；

在输入电压范围的高压段Vin_high，所述LLC谐振变换器采用全桥LLC变占空比D控制模态，在整个高压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变开关管S1的占空比D来改变输出电压增益；在高压段最小输入电压Vin_highmin处有最大的占空比Dmax，在高压段最大输入电压Vin_highmax处有最小的占空比Dmin。

优化地，所述全桥LLC PFM控制模态与全桥LLC PWM移相控制模态之间的电压切换点设置应满足：全桥LLC PFM控制模态的最大开关频率fmax接近谐振频率fr0；全桥LLC PWM移相控制模态的最小移相角θmin接近0，即实现低压段Vin_low与中压段Vin_mid的模态间平滑切换。

优化地，为了实现全桥LLC移相控制模态的零电压开通，全桥LLC移相控制模态的增益范围应≤1.5，因此所述全桥LLC PWM移相控制模态与全桥LLC变占空比(D)控制模态之间的电压切换点设置应满足：全桥LLC PWM移相控制模态能全中压段实现零电压开通，全桥LLC变占空比控制模态在切换点的占空比应大于25％，以保证电路的效率。

优化地，所述全桥LLC PFM控制模态为：原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率相等但不固定，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2互补导通，原边第一开关管S1和原边第四开关管S4同时导通、同时关断，原边第二开关管S2和原边第三开关管S3同时导通、同时关断，原边第五开关管S5与原边第六开关管S6一直处于关断状态，通过调节原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率大小来实现输出电压的控制，开关频率越大，输出电压增益越小。

优化地，所述全桥LLC PWM移相控制模态为：所述原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率相等且固定，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2互补导通，原边第三开关管S3和原边第四开关管S4互补导通，原边第一开关管S1的驱动信号超前于原边第四开关管S4的驱动信号，两个驱动信号之间的移相角为θ，原边第二开关管S2的驱动信号超前于原边第三开关管S3的驱动信号，两个驱动信号之间的移相角为θ，通过调节移相角θ的大小来实现输出电压的控制，移相角θ越大，输出电压增益越小。

优化地，所述全桥LLC变占空比D控制模态为：所述原边第一至第六开关管S1～S6的开关频率相等且固定，原边第一开关管S1和原边第五开关管S5互补导通，原边第二开关管S2和原边第六开关管S6互补导通，原边第一开关管S1和原边第四开关管S4同时导通、同时关断，原边第二开关管S2和原边第三开关管S3同时导通、同时关断，原边第一开关管S1的占空比与原边第二开关管S2的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，原边第五开关管S5的占空比与原边第六开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节原边第一开关管S1的占空比大小来实现输出电压的控制，原边第一开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。

本发明与现有技术相比，具有以下技术效果：

将输入电压范围低、中、高三个电压段，分别对应全桥LLC变频控制模态(第一模态)、全桥LLC移相控制模态(第二模态)、全桥LLC变占空比控制模态(第三模态)，通过设置合适的模态工作电压点，在谐振频率处使第一模态切换至第二模态，实现了第一和第二模态间的平滑切换，通过保持电路工作状态为全桥LLC，并采用变占空比的方式，替代了全桥变半桥的传统变模态方式，从而优化了第二模态与第三模态切换时的工作状态，避免了传统变模态在模态切换时电路状态的突变问题；工作电路结构基于全桥LLC，模态间电路工作状态差别较小，容易实现模态间的平滑切换，通过引用三个工作模态，拓宽了全桥LLC变换器的电压增益范围，较大程度上提高了变换器的工作效率和功率密度，满足宽电压增益范围场合的要求。

附图说明

图1为工学报所述的两模态LLC的变换器电路；

图2为图1中全桥LLC与半桥LLC的增益曲线；

图3为论文所述的三模态LLC的变换器电路；

图4为图3中所述的三模态LLC的电压增益曲线；

图5为本发明的一种LLC谐振变换器电路结构图；

图6为本发明的一种LLC谐振变换器采用低压段全桥PFM模态与中压段全桥移相模态的模态切换电路状态图；

图7为本发明的一种LLC谐振变换器采用中压段全桥移相模态与高压段半桥PFM模态的模态切换电路状态图；

图8为本发明的一种LLC谐振变换器采用中压段全桥移相模态与高压段全桥变D模态的模态切换电路状态图；

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作详细说明。

本发明提出了一种宽增益LLC谐振变换器的控制方法，通过将输入电压范围分为低、中、高三个电压段，分别对应三种控制模态，

在输入电压范围的低压段，采用全桥LLC PFM控制模态，通过改变开关频率来改变输出电压增益；

在输入电压范围的中压段，采用全桥LLC PWM移相控制模态，在整个中压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变移相角θ来改变输出电压增益；

在输入电压范围的高压段，采用全桥LLC变占空比D控制模态，在整个高压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变原边第一开关管S1的占空比D来改变输出电压增益。

实现上述方法的LLC谐振变换器的电路结构如图5所示，包括输入源Vin、原边LLC谐振电路10、变压器T、副边整流滤波输出电路20，其中原边LLC谐振电路10由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、谐振电容Cr、谐振电感Lr、和激磁电感Lm组成，副边整流滤波电路由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、副边输出滤波电容Co组成；

所述原边LLC谐振电路10的原边第一开关管S1的漏极连于原边第二开关管S2的漏极和输入源Vin的正端，原边第一开关管S1的源极连于原边第三开关管S3的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端和原边第五开关管S5的漏极，谐振电感Lr的另一端连于激磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组Np的同名端，变压器T的非同名端连于激磁电感Lm的另一端、原边第二开关管S2的源极、原边第四开关管S4的漏极、原边第六开关管S6的漏极，原边第四开关管S4的源极连于原边第三开关管S3的源极和输入源Vin的负极，原边第六开关管S6的源极连于原边第五开关管S5的源极；所述变压器T的副边绕组Ns的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流管的D3的阴极，副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、副边输出滤波电容Co的一端和输出负载Ro的一端，输出负载Ro的另一端连于副边输出滤波电容Co的另一端、副边第三整流二级管D3的阳极和副边第四整流二级管D4的阳极，副边第四整流二级管D4的阴极连于副边第二整流二级管D2的阳极和变压器T的副边绕组Ns的非同名端。

在实际功率级设计时，根据输入电压需求来划分低、中、高三个电压段。三个电压段的划分，需满足以下条件：1、全桥LLC变频控制模态增益范围小于2；2、以全桥LLC变频控制模态的最大电压点来设计原副边变比，而原副边变比需满足实际变压器可实现；3、全桥移相控制模态与全桥变占空比控制模态的工作电压段可根据实际情况设计，满足前提条件：全桥LLC PWM移相控制模态能全中压段实现零电压开通，全桥LLC变占空比控制模态在切换点的占空比应大于25％，以保证电路的效率。

在本实施方案中，如设计需求：Vin＝18～75V，Vout＝12V；考虑传统变频控制LLC的较优增益M<2，考虑变压器副边整流管的压降，取低压段和中压段的电压临界点为32V，即全桥LLC变频控制模态的增益范围约为1.8，此时可取原副边变比为Nps＝2.5；考虑全桥移相控制模态与全桥变占空比控制模态的增益范围相同，取中压段和高压段的电压临界点为48V，即全桥LLC移相控制模态与全桥LLC变占空比控制模态的增益范围均约为1.5。

在输入电压范围的低压段Vin_low，采用全桥LLC PFM控制模态，通过改变开关频率来改变输出电压增益；在低压段最小输入电压Vin_lowmin处有最小的开关频率fmin，在低压段最大输入电压Vin_lowmax处有最大的开关频率fmax，而最大的开关频率fmax在理想条件下为所述LLC谐振变换器的谐振频率fr0。

LLC谐振变换器的全桥LLC PFM控制模态：所述原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率相等但不固定，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2互补导通，原边第一开关管S1和原边第四开关管S4同时导通、同时关断，原边第二开关管S2和原边第三开关管S3同时导通、同时关断，原边第五开关管S5与原边第六开关管S6一直处于关断状态，通过调节原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率大小来实现输出电压的控制，开关频率越大，输出电压增益越小。

在输入电压范围的中压段Vin_mid，采用全桥LLC PWM移相控制模态，在整个中压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变移相角θ来改变输出电压增益；在中压段最小输入电压Vin_midmin处有最小的移相角θmin，在中压段最大输入电压Vin_midmax处有最大的移相角θmax。

LLC谐振变换器的全桥LLC PWM移相控制模态：所述原边第一至第四开关管S1～S4的开关频率相等且固定，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2互补导通，原边第三开关管S3和原边第四开关管S4互补导通，原边第一开关管S1的驱动信号超前于原边第四开关管S4的驱动信号，两个驱动信号之间的移相角为θ，原边第二开关管S2的驱动信号超前于原边第三开关管S3的驱动信号，两个驱动信号之间的移相角为θ，通过调节移相角θ的大小来实现输出电压的控制，移相角θ越大，输出电压增益越小。

在输入电压范围的高压段Vin_high，采用全桥LLC变占空比D控制模态，在整个高压段范围内，开关频率fsw等于谐振频率fr0，通过改变开关管S1的占空比D来改变输出电压增益；在高压段最小输入电压Vin_highmin处有最大的占空比Dmax，在高压段最大输入电压Vin_highmax处有最小的占空比Dmin。

LLC谐振变换器的全桥LLC变占空比D控制模态：所述原边第一至第六开关管S1～S6的开关频率相等且固定，原边第一开关管S1和原边第五开关管S5互补导通，原边第二开关管S2和原边第六开关管S6互补导通，原边第一开关管S1和原边第四开关管S4同时导通、同时关断，原边第二开关管S2和原边第三开关管S3同时导通、同时关断，原边第一开关管S1的占空比与原边第二开关管S2的占空比相等，均不大于0.5且两者相位差180°，原边第五开关管S5的占空比与原边第六开关管S6的占空比相等，均不小于0.5且两者相位差180°，通过调节原边第一开关管S1的占空比大小来实现输出电压的控制，原边第一开关管S1的占空比越大，输出电压增益越大。

在输入电压范围的低压段Vin_low与中压段Vin_mid的模态切换，即所述LLC谐振变换器的全桥LLC PFM控制模态与全桥LLC PWM移相控制模态之间的变换，当输入电压高于谐振频率点对应的模态切换电压点V_low-mid时，所述一种谐振变换器进入定频移相控制模态，由全桥LLC PFM控制模态的最大开关频率fmax逐渐增大至开关频率等于谐振频率fr0，移相角θ由0逐渐增大至稳定，得到全桥LLC PWM移相控制模态在低压和中压的临界电压点所需的最小移相角θmin；当输入电压低于谐振频率点对应的电压V_low-mid时，所述一种谐振变换器进入变频控制模态，由全桥LLC PWM移相控制模态的最小移相角θmin逐渐减小至移相角等于0，开关频率由谐振频率逐渐减小至稳定，得到全桥LLC PFM控制模态在低压和中压的临界电压点所需的最大开关频率fmax。

设置切换点使全桥LLC PFM控制模态的最大开关频率fmax尽量接近谐振频率fr0，全桥LLC PWM移相控制模态的最小移相角θmin尽量接近0，可实现所述LLC谐振变换器的全桥LLC PFM控制模态与全桥LLC PWM移相控制模态之间的平滑切换，即实现低压段Vin_low与中压段Vin_mid的模态间平滑切换。

具体的，如图6所示，为所述LLC谐振变换器的全桥LLC PFM控制模态与全桥LLCPWM移相控制模态在低压段Vin_low与中压段Vin_mid的模态切换电压点V_low-mid时分别对应的电路状态图，两个模态的原边第一开关管S1驱动信号Vgs1、原边第二开关管S2驱动信号Vgs2、原边第三开关管S3驱动信号Vgs3、原边第四开关管S4驱动信号Vgs4、原边第五开关管S5驱动信号Vgs5、原边第六开关管S6驱动信号Vgs6、驱动谐振电容电压VCr、谐振腔输入基波电压VAB、谐振电流ILr、励磁电流ILm的工作状态基本相同，两个模态间可实现平滑切换。

在输入电压范围的中压段Vin_mid与高压段Vin_high的模态切换，即所述LLC谐振变换器的全桥LLC PWM移相控制模态与全桥LLC变占空比D控制模态之间的变换，当输入电压高于模态切换电压点V_mid-high时，谐振变换器进入定频变D控制模态，由全桥LLC PWM移相控制模态的开关频率保持等于谐振频率fr0，最大移相角θmax逐渐减小至移相角θ等于0，占空比D由50％逐渐减小至稳定，得到全桥LLC变D控制模态在中压和高压的临界电压点所需的最大占空比Dmax；当输入电压低于模态切换点电压V_mid-high时，所述一种谐振变换器进入定频移相控制模态，由全桥LLC变D控制模态的开关频率保持等于谐振频率fr0，最大占空比Dmax逐渐增大至占空比D等于50％，移相角θ逐渐增大至稳定得到全桥LLC PWM移相控制模态的最大移相角θmax。

为了实现全桥LLC移相控制模态的零电压开通，全桥LLC移相控制模态的增益范围应≤1.5，上述全桥LLC PWM移相控制模态与全桥LLC变占空比(D)控制模态之间的电压切换点设置要满足：全桥LLC PWM移相控制模态能全中压段实现零电压开通，全桥LLC变占空比控制模态在切换点的占空比应大于25％，以保证电路的效率。

另外，上述全桥LLC变频模态的电压段选取确定后，全桥LLC移相控制模态的最小输入电压点即已固定，如果全桥LLC移相控制模态的最大电压选取偏高，即电压变化范围太宽，则电路无法实现ZVS；高压段中，全桥LLC变占空比控制模态在最大电压处占空比最小，为保证电流有效值不过大，为保证高效率，为保证驱动信号可实现，因此占空比应大于5％。

具体的，如图7所示，为所述LLC谐振变换器在高压段Vin_high采用半桥LLC PFM控制时，所述LLC谐振变换器的全桥LLC PWM移相控制模态与半桥LLC PFM控制模态在中压段Vin_mid与高压段Vin_high的模态切换电压点V_mid-high时分别对应的电路状态图，作为中压段与高压段之间的模态切换的电路工作效果对比图，两个模态的原边第一开关管S1驱动信号Vgs1、原边第二开关管S2驱动信号Vgs2、原边第五开关管S5驱动信号Vgs5、原边第六开关管S6驱动信号Vgs6的控制时序一致，但频率相差较大，而半桥LLC PFM控制模态下的原边第三开关管S3驱动信号Vgs3保持低电平、原边第四开关管S4驱动信号Vgs4保持高电平，由于在半桥LLC PFM控制模态下给电路引入偏置电压，导致两个模态间的驱动谐振电容电压VCr、谐振腔输入基波电压VAB、谐振电流ILr、励磁电流ILm各自对应的幅值的差别较大，中压段与高压段之间的模态切换不能实现平滑切换。

具体的，如图8所示，为所述LLC谐振变换器的全桥LLC PWM移相控制模态与全桥LLC变占空比D控制模态在中压段Vin_mid与高压段Vin_high的模态切换电压点V_mid-high时分别对应的电路状态图，两个模态的原边第一开关管S1驱动信号Vgs1、原边第二开关管S2驱动信号Vgs2、原边第三开关管S3驱动信号Vgs3、原边第四开关管S4驱动信号Vgs4各自对应的时序有移相角和占空比的差别、而全桥LLC变占空比D控制模态的原边第五开关管S5驱动信号Vgs5、原边第六开关管S6驱动信号Vgs6正常工作，两个模态的驱动谐振电容电压VCr、谐振腔输入基波电压VAB、谐振电流ILr、励磁电流ILm各自对应的幅值的差别较小，对比于高压段Vin_high采用半桥LLC PFM控制模态，高压段Vin_high采用全桥LLC变占空比D控制模态时中压段向高压段的模态切换得到了较大优化的效果。

根据上述变换器的工作过程的描述可知，该变换器在三个电压范围段采用不同的控制模态，电路结构基于全桥LLC，在模态切换电压点处，模态间的电路工作状态的差别较小，容易实现模态间的平滑切换。该变换器可以提升电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益变换场合的需求。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。