导频符号辅助载波相位估计

摘要

公开了用于在通信系统中处理光信号的方法和系统。公开的方法产生估计和跟踪在数字相干接收器处的接收信号的载波相位的益处。具体地，相位模糊通过将导频符号插入传送的数据流中而去除。从接收信号探测导频符号，并且对于探测的导频符号估计载波相位。如果接收的数据符号的载波相位跟踪被丢失，应用校正来恢复跟踪。可使用相干符号解码，其由于相位跟踪丢失的可能性而在现有技术中是不可能的。

说明书

技术领域

本公开的实施例涉及光学通信系统领域。更具体地，本公开涉及在调制的光信号中添加导频符号以在相干光接收器中辅助联合偏振相位估计（joint polarization phase estimation）。

背景技术

在光学通信系统中，各种调制方案用于使用超密度波分复用（DWDM）（其中多个光学信道每个以特定波长在光纤缆线上传播）传送光信号。然而，包括例如自相位调制（SPM）和交叉相位调制（CPM）的各种非线性可引入非线性相移，其影响信号接收和这些传送信号的解码。在长距离传播后，这些非线性的影响在接收器处造成处理和解码困难，其可折损传送信息的完整性。

相干解码不仅探测光信号的幅度，还探测相位和偏振。也就是说，它探测跨频谱的接收信号的整个特性。这允许接收器补偿线性信道传递函数。此外，可以实现正交相移键控（QPSK）和偏分复用（PDM）方案并且从而提高探测能力和频谱效率。

在相干相位调制光学通信系统中，在接收器处必须估计和跟踪传送器的载波相位以便对传送的信息信号解码。然而，在相位调制光学通信系统中，与相干接收器关联的固有问题是与接收器处的相位探测关联的相位模糊。这是由于在相位探测中存在数据调制造成的。当相位误差对于QPSK达到π/4或对于二进制相移键控（BPSK）达到π/2时，“周跳（cycle slip）”可发生，其中符号可被错误地解释成位于相邻象限中。对于使用这些类型的调制技术的系统，这在周跳之后导致符号的错误解释。因此，对数据差分地预编码来避免误差传播，这是重要的。然而，因为单个符号误差变成一对连贯符号误差，差分预编码在低的光学信噪比时遭受大约1dB Q惩罚。因此，本公开的目的是克服这些问题并且在光学通信系统中以较低的光学信噪比提供更好的系统性能。

发明内容

本公开的示范性实施例针对用于估计调制的光信号的载波相位的方法。在示范性方法中，接收光信号，其具有数据符号和导频符号，该导频符号具有预定义的数据调制。接收的导频符号的载波相位被探测。数据符号的载波相位由M次幂方案估计。确定导频符号与相邻的数据符号之间的差分相位。该差分相位与限定的相位容差比较来确定周跳或数据符号的相位误差是否在导频符号前发生。如果周跳发生，则数据符号的载波相位由一对导频符号之间的相位的线性内插来估计。

附图说明

图1是根据本公开的光学通信系统的简化框图。

图1A是根据本公开的图1的通信系统的光接收器的简化框图。

图2是根据本公开的导频符号插入方案的描述。

图3是根据本公开的相位跟踪校正的描述。

图4是图示根据本公开的过程的流程图。

图5是示出根据本公开的载波相位估计的性能的曲线图。

图6A、6B是示出根据本公开在没有导频符号和导频符号辅助联合偏振估计的情况下跟踪丢失的曲线图。

具体实施方式

本发明现在将参考附图（其中示出本发明的优选实施例）在下文更充分地描述。然而，本发明可以许多不同形式体现并且不应解释为受到本文阐述的实施例的限制；相反，提供这些实施例使得本公开将是彻底和完整的，并将向本领域的技术人员充分传达本发明的范围。在图中，通篇类似的数字指类似的元件。

目前公开的实施例通过具有提高的跟踪能力的改进的载波相位估计而减轻非线性相位噪声的影响。与载波相位估计关联的相位模糊可通过插入一个或多个导频符号（其是参考符号，在已知位置处被插入调制的光信号中）而去除。该一个或多个导频信号代表已知的数据信息并且周期性地被插入调制信号中的数据符号之中。通过确定该一个或多个导频信号之间的差分相位以及相邻或之前的数据符号的载波相位而估计该一个或多个导频信号的载波相位。通过在调制信号中使用导频信号，可采用没有预编码的相干PSK，其相比之前实现的提供以较低光学信噪比的更好的系统性能。

图1大体上图示简化的光学通信系统10，其包括示范性传送终端11、接收终端12和设置在二者之间的光学传输介质15。该光学传输介质可以是光纤缆线，其具有配置成在终端11和12之间传播通信信号的多个纤维对。终端11包括多个传送器20，其向复用器30供应具有多个波长中的特定一个波长的调制的光信号25。复用器30使来自传送器20的调制光信道组合并且在超密度波分复用（DWDM）信号中将它们组合以用于在光纤缆线15上传播。应该理解示范性传送器20还可被包括在终端12中以用于双向传输。终端12包括解复用器40，用于将接收的DWDM光信号分成个体波长或信道50。一旦被分离，每个信道被供应给相应的接收器60并且被处理来提供解调的光学数据信号。应该理解示范性接收器60还可被包括在终端11中以用于双向传输。

如先前描述的，为了长距离传送和接收这些光信号，采用各种调制技术以在接收器60处提供能探测的光信号。这些调制技术包括，例如，QPSK（正交相移键控）；DP-QPSK（双偏振正交相移键控）等，其中数据由光载波的相位所标识。然而，各种已知的非线性效应影响传播通过缆线后的由接收器60接收的光信号的完整性。例如，用于在传送器20处提供光信号的光源典型地是能够提供100KHz范围内的线宽的外腔激光器。然而，在传播通过缆线15后，接收的光的线宽可由于例如四波混频、交叉相位调制（CPM）、自相位调制（SPM）等非线性效应而扩展至几十MHz。因为这些非线性效应，在接收器60处接收的光信号的相位可旋转使得解码符号与由传送器20生成的那些不匹配。这引起符号或数据错误。

图1A是根据本公开在图1中示出的接收器60的简化框图。传送的DWDM信道50被接收并且供应给偏振分束器（PBS）61。偏振分离信号被提供给一对90°光学混合干涉仪62A和62B，其在接收的信号与本地振荡器63之间提取相位和幅度。大体上指示为64的多个光电探测器生成与来自混合干涉仪62A和62B的接收光信号成比例的相应电信号。连接到相应的光电探测器64的多个模数（A/D）转换器65接收这些电信号并且将对应的数字信号供应给数字信号处理器（DSP）70。DSP 70可包括各种模块/电路，其包括色散补偿电路71、时钟恢复电路72、同步数据重采样模块73、偏振跟踪和偏振模式色散补偿模块74、载波相位估计模块75和决策模块76。接收器60配置成对接收的调制数据符号解码。

因为调制数据在接收的光信号中存在，与对QPSK调制信号解码关联的载波相位估计是困难的。为了对接收的信号解码，调制数据必须从信号中去除来确定载波相位，并且从而，基于载波的相位使数据符号的调制同步。然而，与典型的相干QPSK系统关联的固有问题是在接收器处的相位模糊。该相位模糊是由于在关联的接收器中载波恢复电路大体上无法区分参考相位与接收的载波的其他相位所造成的。

为了去除载波的相位模糊，根据本公开，具有已知数据信息的导频符号被周期性地插入调制的光信号内。图2图示由示范性光学通信系统10中的传送器20生成的调制光信号25中的示范性传送数据序列100，其具有符号110_N和周期长度。第一组一个或多个导频符号110-0、110-1被插入要在载波上调制的数据序列100内。第二组一个或多个导频符号110-50、110-51在数据符号110-2…110-49后面被插入数据序列100中。数据符号110-2…110-49可具有，例如，数据信息值1、-1、i或-i。

每组导频符号组可包括一对相邻的导频符号。例如，第一组导频符号可包括第一导频符号110-0和相邻的导频符号110-1。第二组导频符号可包括第一导频符号110-50和相邻的导频符号110-51。从而，从符号110-1直到110-50的五十个符号周期（即N=50）由设置在第一导频符号110-1与第二导频符号110-50之间的数据符号110-2…110-49限定。当然，还可采用备选数目的导频符号和与对应的数据符号的排序。数据符号110-2邻近导频符号110-1并且数据符号110-49邻近导频符号110-50来分别形成第一和第二组导频符号。合成流100经由光缆15传送到接收器60。上文每五十个符号周期插入两个导频符号（110-1，110-50）的示例使传送的信号的符号率增加了4%，其引起近似0.17dB光学信噪比（OSNR）惩罚。然而，导频符号的插入有利地减轻相位跟踪误差并且能够使用相干PSK而不需要符号预编码，并且整个系统性能在低OSNR时提高了近似1dB。

调制的光信号25由接收器60接收，在该接收器60中数据符号（例如110-2…110-49）和导频符号（110-0、110-1、110-50、110-51）中的每个具有与例如由传送器20供应的QPSK等调制格式一致的关联相位。接收器60探测接收的导频符号并且使用下列方程估计这些导频符号的载波相位：

           （1）

其中φ_n代表第一导频符号的载波相位，φ_n+1代表相邻导频符号的载波相位，φ_n-1代表邻近第一导频符号的数据符号的载波相位并且r_n代表接收的数据符号。例如，φ_n可代表导频符号110-50的相位，φ_n+1代表导频符号110-51的载波相位（即分别地，n和n+1）并且φ_n-1代表数据符号110-49的载波相位（其全部在图2中示出）。

方程（1）的末项代表导频符号和先前的（紧接着之前的）数据符号之间的差分相位。在上文的示例中，这对应于确定导频符号110-50的载波相位和数据符号110-49的载波相位之间的差分相位，因为数据符号110-49紧接着在导频符号110-50之前。该差分相位与限定的相位容差比较并且如果该差分相位超出该容差，则这指示在接收器60处的信号的相位跟踪被丢失。该相位容差是相对大的，例如大于π/3弧度。在上文的示例中，如果相位差大于π/3弧度，则在导频符号110-50和110-1之间的载波相位的相位跟踪被丢失。当然，π/3弧度的相位容差在本文中用作示例并且其他容差可基于调制方案、传输长度等而是适用的。

一旦做出差分相位落到相位容差外面并且在导频符号之间的相位跟踪已经被丢失这样的确定，相位跟踪的该丢失经可由线性内插而被校正，因为相位假设为趋于线性。下列方程（2）用于该基于线性内插的校正并且假设周期具有如参考图2描述的50个符号的长度：

                （2）

其中φ(n)和φ(n-50)是导频符号110-50和110-1的估计的载波相位并且φ还是关联的数据符号的相位。当然，周期长度可基于特定应用而修改。

图3是经由使用上面的方程（2）的线性内插的相位追踪校正的概念描绘（未按比例绘制）。图示对应于例如P1处的导频符号110-1的第一导频符号与对应于例如P2处的导频符号110-50的第二导频符号之间的相位200。确定P2处的导频符号与P2处的导频符号之前的数据符号的相位之间的差分相位（在图表上在210处指示）。如果差分相位不大于π/3弧度，则导频符号之间的数据符号的相位跟踪继续进行。此外，如果差分相位210足够大，例如大于π/3弧度，则校正基于线性内插（如由虚线220示出的）而应用于数据符号的载波相位，来产生校正的相位跟踪230。

估计导频符号（110-1和110-50）之间的数据符号的载波相位（φ_n）。这可使用具有或不具有联合偏振载波相位估计的M次幂方案而实行。对于M次幂方案的方程（其中M=4（即4次幂））如下： 

                （3）

其中μ是卡尔曼滤波器系数。重要的是要注意，在上文引用的与M次幂方案关联的缺点（即相位估计误差）与在不使用导频符号估计载波相位的情况下从信号中去除数据调制而关联。使用方程（3）的M次幂方案是关于导频符号对之间的数据符号的载波相位。

备选地，导频符号对之间的数据符号的载波相位可通过使用具有如（其内容通过引用结合于此）中描述的联合偏振载波相位估计的M次幂方案而估计。与调制的数据符号关联的X和Y偏振支流的相位使用下列方程而单独计算：

和

（4）

其中C是X偏振和Y偏振支流之间的耦合系数。联合偏振相位估计通过有效地增加平均窗口大小而提高载波相位估计的性能。最佳耦合系数C∈[0,1]可根据导致QPSK偏振支流的载波相位之间的校正减少的非线性XPM效应而变化。然而，使用导频符号明显地有助于容许非优化的C值。这是因为导频符号的相位可以被高度准确地估计，而没有模糊。耦合系数的值可以选为默认（例如，0.7）并且由于非优化C值造成的数据符号的累计相位误差采用导频符号来周期性地校正。采用该方式，可估计在接收的符号序列中的导频符号之间的数据符号的载波相位并且使用QPSK的相干解码可用于实现更好的系统性能。

图4是在图表上图示导频符号辅助载波相位估计的之前方法400的流程图。特别地，在步骤401，具有已知数据信息的导频符号周期性地被插入光传送器处的调制光信号的数据符号序列内。这些数据符号和导频符号每个具有与用于光信号传输的预定义数据调制一致的关联的相位。在步骤402，在接收器处探测这些导频符号中的每个的相位。估计这些导频符号之间的数据符号的载波相位。这在步骤403使用具有联合偏振载波相位估计的M次幂方案而实行。在步骤404探测紧接着导频符号（例如图2的导频符号110-50）之前的数据符号（例如图2的数据符号110-49）的相位或邻近导频符号（例如图2的导频符号110-50）的数据符号（例如图2的数据符号110-49）的相位。导频符号的载波相位与数据符号（其紧接着导频符号之前）的载波相位之间的差分相位在步骤405确定。在步骤406，该差分相位与相位容差（例如π/3弧度）比较来确定周跳或数据符号的相位误差是否在导频符号（例如导频符号110-50）前发生。

如果差分相位不大于相位容差，过程进行到步骤408，其中未探测到相位跟踪丢失并且数据被解码。如果差分相位大于相位容差，则过程进行到步骤407，其中使用线性内插将校正应用于导频符号之间的数据符号的相位跟踪。过程进行到步骤408，其中不存在相位跟踪丢失并且数据可被解码。

使用正交发射的独立QPSK调制信号（其具有导频符号并且在接收器处解码）测试前面的载波相位估计方法。接收器使用载波频率估计（CFE）方法而不借助导频符号并且与具有导频符号的载波相位估计（CPF）方法比较。为了比较这两个方法连同理想的性能，在图5中标绘比特差错率（BER）。重要的是要注意，因为根据本公开将导频符号添加在传送的信号中，相干QPSK可以用于对符号信息解码而不使用常规的M次幂CPE，这可以只采用差分解码（DC-QPSK）来对符号解码。解码结果图示在低SNR提高了1dB Q因数并且在高SNR提高了0.6dB。如本领域内技术人员已知的，术语“Q因数”表明获得给定的接收信号的特定BER所需要的最小SNR。

图6A和6B分别图示不使用导频符号的相位跟踪结果和使用导频符号的相位跟踪结果。特别地，图6A示出估计的载波相位的标绘图600，其假设数据相位是已知的并且标绘图601是通过常规的4次幂估计法（即，不使用如在目前公开的实施例中的导频符号辅助联合偏振估计）获得的估计的载波相位。如可以从标绘图600和601的发散性看到的，跟踪丢失未被校正。相比之下，图6B示出估计的载波相位的标绘图602，其假设数据相位是已知的并且标绘图603是使用导频符号辅助联合偏振CPE连同相干QPSK获得的估计的载波相位。在点605A和605B处指示导频符号，且跟踪其之间的数据符号。如由标绘图602和603指示的，有利地保持相位跟踪，由此能够使用相干PSK用于符号解码。

利用导频符号辅助联合偏振CPE，相位跟踪因为不存在相位模糊而得到保证。尽管跟踪丢失可仍然在导频符号之间发生，这样的跟踪丢失被有利地探测和校正，这比现有技术进步。

本公开的实施例可在光学通信系统的传送器和接收器处实现。处理器可用于实施与通信系统关联的操作，如本领域内技术人员已知的。如本文使用的处理器是用于执行用于进行任务的存储的机器可读指令的装置并且可包括硬件、软件和固件中的任一个或组合。处理器还可包括存储器，其存储可执行用于进行任务的机器可读指令的。处理器通过操纵、分析、修改、转换或传送信息供可执行程序或信息装置使用和/或通过将信息路由到输出装置而对信息起作用。处理器可使用或包括例如控制器或微处理器的能力。处理器可与任何其他处理器电耦合，从而在其之间实现交互和/或通信。包括可执行指令的处理器可通过处于存储的可执行指令内来电耦合从而实现与包括另一个处理器的可执行指令交互和/或通信。用户接口处理器或发生器是包括用于生成显示图像或其部分的电子电路或软件或这两者的组合的已知元件。

可执行应用程序包括代码或机器可读指令，用于例如响应于用户命令或输入而调节处理器来实现预定功能，例如操作系统、上下文数据采集系统或其他信息处理系统的功能等。可执行程序是代码段或机器可读指令段、子程序或用于进行一个或多个特定过程的其他截然不同的代码段或可执行应用程序部分。这些过程可包括接收输入数据和/或参数、对接收的输入数据进行操作和/或响应于接收的输入参数进行功能以及提供所得的输出数据和/或参数。

本公开在范围上不受本文描述的具体实施例的限制。实际上，除本文描述的那些外，本公开的其他各种实施例和对本公开的修改从前面的描述和附图而对于本领域内普通技术人员将是明显的。从而，这样的其他实施例和修改意在落入本公开的范围内。此外，尽管已经在本文在用于特定目的的特定环境中的特定实现的上下文中描述本公开，本领域内普通技术人员将认识到其有用性不限于此并且本公开可在用于许多目的的许多环境中有益地实现。