一种正激原边隔离驱动同步整流电路

摘要

本发明公开了一种正激原边隔离驱动同步整流电路，包括驱动供电电路、信号变压器隔离驱动电路、正激变换变压器、主开关管和同步整流器，由输入电压为正激变换变压器和驱动供电电路供电，驱动供电电路为信号变压器隔离驱动电路提供电源，同步驱动信号驱动主开关管和信号变压器隔离驱动电路中的开关管，信号变压器隔离驱动电路驱动同步整流管输出电压。本发明的电路在开关周期内保证了同步整流管开启关断随主开关管开启关断有正确的响应次序。输出电压不受限制；正激变压器匝比也不受限制；同步开关效率较高。

说明书

技术领域

本发明涉及一种同步整流电路，属于电路技术领域。

背景技术

传统的正激DC/DC电源同步整流方式有自举式同步整流方式和次边同步整流芯片驱动方式。这两种方式均具有一定的缺点，自举式同步整流方式的输出电压受到一定限制，且输入电压和初次级匝比受同步整流管栅极极限电压限制；次边同步整流芯片驱动方式成本较高，且芯片损耗较大。

中国发明申请申请号：02114722.1，公开了一种DC/DC变换器同步整流驱动电路及驱动方法，用于在副边采用同步整流MOS晶体管进行整流的DC/DC变换器中，对其同步整流MOS晶体管的整流管和续流管的门极的驱动。在PWM驱动信号之外，还增设一个脉冲同步信号，它前沿超前于PWM驱动信号的前沿。它能够在变换器停止工作的时候及时关断续流管，避免反向导通。该电路及方法几乎不增加电路成本，简单、高效。

中国实用新型申请号：200420105490.3，公开了一种用于同步整流的隔离驱动电路，包括反相模块 (1)、功放模块(2)、隔离驱动模块(3)和放电模块(4)；依次连接，反相模块输入端连接脉冲驱动电压，放电模块输出端连接被驱动晶体管；该实用新型将谐振式磁复位技术应用于同步整流管的驱动电路中，驱动变压器可传递较大占空比的脉冲驱动电压；且驱动电压的幅值稳定，以同步整流配合RCD等简单有效的磁复位方式，极大的提高了同步整流AD/DC，DC/DC 变换器的可靠性。

但这两个技术方案的缺点是副边采用同步整流MOS晶体管，比MOSFET管损耗大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种正激原边隔离驱动同步整流电路，克服了自举式同步整流和次边同步整流驱动方式的不足，解决了同步整流管的开启关断与主开关管的开启关断的正确次序问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种。

本发明所达到的有益效果：

本发明的同步驱动整流电路在开关周期内保证了同步整流管开启关断随主开关管开启关断有正确的响应次序。输出电压不受限制；正激变压器匝比也不受限制；同步开关效率较高。

附图说明

图1是本发明的电路原理框图；

图2是本发明的电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1、图2所示，本发明的电路包括驱动供电电路1、信号变压器隔离驱动电路2、正激变换变压器T2、主开关管V3和同步整流器3等，由电源模块输入电压Vin为正激变换变压器和驱动供电电路供电，驱动供电电路为信号变压器隔离驱动电路提供电源。同步驱动信号驱动电源的主开关管V3和信号变压器隔离驱动电路中的开关管V2。信号变压器隔离驱动电路驱动同步整流管，经储能、滤波输出电压Vout。

驱动供电电路1由电阻R1、三极管V1和稳压二极管V7构成，输入电压Vin端与正激变换变压器T2初级绕组的同名端、电阻R1的一端、三极管V1的集电极连接，电阻R1的另一端、三极管V1的基极共接于稳压二极管V7的阴极，稳压二极管V7的阳极连接至地GNDi，稳压二极管V7连接三极管V1的基极，若稳压二极管V7稳压值10V，则三极管V1的发射极通过前向压降0.6V输出稳定的直流电压9.4V，该直流电压供信号变压器隔离驱动电路2使用。

信号变压器隔离驱动电路2由信号变压器T1、开关管V2、二极管V6、电阻R、电容C、电容C2、电容C3、电阻R4、电阻R5和二极管D1、D2等构成。

同步驱动信号经电阻R3与主开关管V3的栅极和开关管V2的栅极同时连接，开关管V2的源极接地GNDi，开关管V2的漏极分别与二极管V6的阳极、信号变压器T1的初级绕组异名端连接。二极管V6的阴极与并联的电阻R、电容C一端连接，并联的电阻R、电容C另一端与三极管V1的发射极共接，并连接至信号变压器T1的初级绕组的同名端。电阻R4、二极管D2并联，二极管D2的阴极与电阻R4共接点经电容C2连接至信号变压器T1的第一次级绕组的同名端。电阻R5、二极管D1并联，二极管D1的阴极与电阻R5共接点经电容C3连接至信号变压器T1的第二次级绕组的异名端。

主开关管V3的源极接地GNDi，漏极接正激变换变压器T2初级绕组的异名端。

同步整流器3由开关管V4、V5和分别与它们并联的二极管D4、D5构成。二极管D4的阳极与开关管V4的源极共连，并同时连接至信号变压器隔离驱动电路2中信号变压器T1的次级绕组中线，二极管D4的阴极与开关管V4的漏极共连，并同时连接至正激变换变压器T2的次级绕组的异名端，开关管V4的栅极连接至信号变压器隔离驱动电路2中的二极管D2的阳极。二极管D5的阳极与开关管V5的源极共连至地GND_O，二极管D5的阴极与开关管V5的漏极共连，并同时连接至正激变换变压器T2的次级绕组的同名端，开关管V5的栅极连接至信号变压器隔离驱动电路2中的二极管D1的阳极。

当同步驱动信号为高电平时，同时驱动主开关管V3和信号变压器隔离驱动电路2中的开关管V2，为保证开启关断时间同步，开关管V2和主开关管V3是完全相同的MOSFET管。由于主开关管V3的栅极与驱动电阻R3连接，主开关管V3的开启时刻落后于开关管V2的开启时刻；同时设计电阻R4的阻值和开关管V4栅源极电容Ciss4的乘积大于电阻R3的阻值和主开关管V3栅源极电容Ciss3的乘积，保证了开关管V4的开启时刻落后于主开关管V3的开启时刻。开关管V5的栅极驱动电阻R5上因并联有二极管D1，开关管V5栅源极电容Ciss5早已放电完全，所以在主开关管V3开启时刻，开关管V5早已关断。

当同步驱动信号为低电平时，同时关闭主开关管V3和信号变压器隔离驱动电路中的开关管V2，由于有电阻R3的原因，开关管V2比主开关管V3稍提前关断，又由于有与电阻R4并联的二极管D2，保证了开关管V4比开关管V3提前关断，同时设计电阻R5的阻值和开关管V5栅源极电容Ciss5的乘积大于电阻R3的阻值和开关管V3栅源极电容Ciss3的乘积，保证了开关管V5的开启时刻落后于主开关管V3的关断时刻。开关管V4、V5选择相同型号的MOSFET管，且R5=R4>R3，同时，R5*Ciss5＝R4*Ciss4>R3*Ciss3。这样，在开关周期内都保证了同步整流管开启、关断随主开关管V3开启、关断有正确的响应次序。

本发明的电路中，为解决同步整流管的开启关断与主开关管的开启关断的正确次序问题，设计的开关管V2和主开关管V3为相同的MOSFET管；开关管V4和开关管V5为相同的MOSFET管；同时保证20Ω>R5=R4>R3，且R5*Ciss5=R4*Ciss4>R3*Ciss3。信号变压器T1初级和两个次级的比都是1:1，使次级的驱动高电平和初级一样。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。