电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法

摘要

本发明公开了一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法。本发明的技术方案要点为：一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法，将计算得到的输入有功功率、无功功率，经过带通滤波器和PI控制器，并通过补偿电压计算分别得到有功功率和无功功率二倍频电压补偿项，将此电压补偿项作为建立的电压参考值计算模型的输入，得到变换器输入电压的参考值，然后以电网电压位置角为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的输入电压，该电压信号经过空间矢量脉宽调制后，产生控制功率器件的开关信号。本发明能够对PWM整流器的模型进行实时补偿，可以有效抑制PWM整流器的输入有功功率、无功功率脉动，减小直流母线电压波动。

说明书

技术领域

    本发明涉及电压型PWM整流器的控制方法，属于电力电子功率变换装置控制领域，特别是一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法。 

背景技术

针对功率变换器的运行与控制，相关领域的学者已提出了很多先进控制算法，如单周期控制、预测电流控制、自适应控制、滑模变结构控制和无差拍控制等，基于空间电压矢量PWM的电流无差拍控制方法，开关频率恒定，调节性能好，其在电力电子中的应用体现出了巨大的优势。无差拍控制方法基于控制对象数学模型，通过采样各反馈变量值，计算出当前控制周期内的控制输出量，使受控量在本控制周期内与参考值相等。其数学推导严密，跟踪给定无过冲，动态性能好，对非线性负载输出谐波失真小，具有较快的动态响应速度。 

电压不平衡会给三相电压型PWM整流器系统带来诸多危害。在电网不平衡条件下，基于传统无差拍控制方法的三相电压型PWM整流器输入、输出功率将不稳定，直流母线电压产生波动，电力电子设备将流过较大的负序电流，影响功率器件的安全运行和整流器的控制品质。 

因此，有必要设计一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法，使得控制系统运行时，可以对PWM整流器的功率脉动进行有效抑制，减小直流母线电压波动，保证功率器件的安全运行和整流器的控制品质。 

发明内容

本发明解决的技术问题是提供了一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法，该方法可以有效抑制PWM整流器的功率脉动和直流母线电压波动，保证功率器件的安全运行和整流器的控制品质。 

本发明的技术方案为：一种电网电压不平衡时PWM整流器的改进无差拍控制方法，其特征在于包括以下步骤：(l)、检测三相电网电压，三相输入电流和直流侧电压，并通过锁相环计算电网电压旋转角速度和位置角；(2)、将检测到的三相电网电压和三相输入电流经3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压和输入电流；(3)、将步骤（2）得到的两相静止坐标系下的电网电压和输入电流以电网电压位置角进行Park变换，得到同步旋转坐标下d、q轴电网电压、输入电流；(4)、根据同步旋转坐标下的电网电压和输入电流计算系统输入有功功率和无功功率； (5)、将步骤(4)得到的系统输入有功功率和无功功率实际值经过分别经过带通滤波器(1)、带通滤波器(2)得到系统输入有功功率和无功功率二倍频脉动实际值，将系统输入有功功率、无功功率二倍频脉动给定值分别与系统输入有功功率和无功功率二倍频脉动实际值作差，然后首先通过PI控制器(1)、PI控制器(2)计算得到PI控制器(1)、PI控制器(2)的输出电压，再经过补偿电压计算模块分别得到输入有功功率和无功功率二倍频补偿项，其中带通滤波器的中心角速度设置为二倍同步旋转角速度；(6)、将旋转坐标系下d、q轴电网电压值分别和步骤(5)得到的二倍频电压补偿项相加，得到补偿后的电网电压值；(7)、将直流侧电压给定值与步骤(1)得到的直流侧电压实际值的差经过PI控制器(3)后，计算得到旋转坐标系下d轴电流的参考值，设q轴电流参考值为0；(8)、设电流参考值保持不变，用电流参考值代替离散化后的PWM整流器模型中的下一时刻电流值，用变换器输入电压参考值代替变换器输入电压，可得到电压参考值计算模型；(9)、分别将步骤(7)中得到的旋转坐标系下d、q轴电流的参考值、步骤(3)中得到的旋转坐标系下的d、q轴电流实际值和步骤(6)中得到的补偿后的d、q轴电网电压作为步骤(8)中建立的电压参考值计算模型的输入，经过电压参考值计算模型得到变换器输入电压的参考值；(10)、将步骤(9)得到的输入电压参考值以电网电压位置角为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的输入电压，该电压信号经过空间矢量脉宽调制后，产生控制功率器件的开关信号。 

本发明步骤（5）中所述的带通滤波器的中心角速度ω_o设置为二倍同步旋转角速度2ω_g，其频域表达式为： 

本发明控制方法在电网电压不平衡情况下，能够对PWM整流器的模型进行实时补偿，可以有效抑制PWM整流器的功率脉动，减小直流母线电压波动，保证功率器件的安全运行和整流器输出品质，且系统运行中不需要对系统中的正、负序分量进行计算和分解，算法简单，易于实现。

附图说明

图1为三相电压型PWM整流器的主电路结构图；图2为本发明控制系统的结构原理图；图3为采用本发明的改进无差拍控制前后的输入功率波形图；图4为采用本发明的改进无差拍控制前后的直流侧电压波形图。 

具体实施方法

下面结合附图对本发明做进一步说明。三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示。图中，u_ga、u_gb、u_gc为交流侧三相电压源，i_ga、i_gb、i_gc为三相交流侧输入电流，u_ca、u_cb、u_cc为功率桥输入侧三相电压，u_dc为直流侧电压，L_g和R_g分别为进线电感及其等效电阻，C为直流滤波电容，O为电网中点， i_L为负载电流，直流侧负载由电阻R_L等效表示。

在电网三相电压平衡且稳定情况下，可得PWM整流器在同步旋转坐标系下的数学模型: 

                                                                          (1)

u_gd、u_gq分别为电网电压的d、q轴分量，i_gd、i_gq分别为交流侧输入电流的d、q轴分量，u_cd、u_cq分别为整流桥交流侧输入电压的d、q轴分量，w_g为电网电压角速度；

同步旋转坐标系下系统输入功率方程为：

                                                                                      (2)

不平衡电网电压下系统各电量在正、反转旋转坐标系中相应正、负序分量的形式如下：

                                                                (3)

式中，上标n，p分别表示正、反转同步旋转坐标系，下标n，p分别表示正、负序分量。

由上式可知，不平衡电网电压下各电量在正向同步旋转坐标系中表现为直流分量与二倍频分量之和。由于反向同步旋转坐标系以-w_g的速度旋转，根据式(1)和式(3)可得系统稳态正、负序电压方程 

                                                                     (4)

在电网电压不平衡条件下系统输入有功功率和无功功率方程为

                                                                   (5)

式中，P_g0为有功功率直流分量，P_c2为以余弦规律变化的有功功率二倍频分量幅值，P_s2为以正弦规律变化的有功功率二倍频分量幅值，Q_g0为无功功率直流分量，Q_c2为以余弦规律变化的无功功率二倍频分量幅值，Q_s2为以正弦规律变化的无功功率二倍频分量幅值。

上式中的功率二倍频分量为 

                                                                           (6)

其中

                                                             (7)

反向同步旋转坐标系到正向同步旋转坐标系之间的变换矩阵为

                                                                                   (8)

根据式(7)、式(8)得出不平衡电网电压下正向旋转坐标系中的系统功率为

                                                              (9)

由式(9)可知，正序分量为直流分量，负序分量为二倍频分量。令d轴与电网电压矢量同向，此时。由于电网电压q轴的二倍频分量在0附近波动，为了降低控制系统复杂性，忽略此波动分量，可得系统功率二倍频方程为    

                                                                                   (10)

为了体现对功率二倍频分量的控制，对式(10)求导可得

                                           (11)

在电网不平衡情况下，考虑稳态情况时的直流分量可认为是常数，式(11)可进一步表示为

                                                                          (12) 

由于电网电压为不可控量，根据式(4)和式(12)可得

                                               (13)

式中、为同步旋转坐标系中PWM整流器二倍频补偿电压。

、可设计为 

                                              (15) 

其中

                                                                   (16)

式中：k_p、k_i分别为PI控制器的比例、积分系数，ω_g为电网电压角频率，、分别为有功功率和无功功率二倍频指令值。

式(15)中前四项作为电压前馈补偿项可以省去，控制电压和的系数可以通过比例系数k_p进行补偿，因此式(15)可进一步表示为 

                                                      (17) 

       式(17)即为二倍频补偿电压计算式。

采用二倍频补偿电压补偿电网电压，得到补偿后的PWM整流器模型 

                                                                        (18)

其中

                                                                                                          

对式(18)进行离散化，可得PWM整流器离散化模型

                                             (19)

其中

                                              

式中，、为当前时刻的二倍频补偿电压。

整理上式可得整流器输出电压方程 

                                             (20)

用电流参考值、代替上式中的下一时刻电流值、，用变换器输入电压参考值、代替上式中变换器输入电压、，可得到电压参考值计算模型

                                             (21)

设电流参考值保持不变，则可认为

                                                                                                         (22)

因此，式(21)可进一步表示为

                                                 (23)

通过式(23)即可在每个采样周期获得电压参考值作为调制器的输出，产生响应的PWM开关信号对整流器进行控制。

图2为本发明控制系统的结构原理图，其控制方法具体包括如下步骤： 

(l)、采用电压传感器和电流传感器分别检测三相电网电压u_ga(k)、u_gb(k)、u_gc(k)，三相输入电流i_ga(k)、i_gb(k)、i_gc(k)和直流侧电压u_dc(k)，采用锁相环检测电网电压角速度ω_g和位置角θ(k)；

(2)、将步骤(l)检测到的三相电网电压u_ga(k)、u_gb(k)、u_gc和三相输入电流i_ga(k)、i_gb(k)、i_gc(k)经3/2变换模块得到两相静止坐标系下的电网电压u_gα(k)、u_gβ(k)和输入电流i_gα(k)、i_gβ(k)；

(3)、将步骤(2)计算得到的两相静止坐标系下的电网电压u_gα(k)、u_gβ(k)与输入电流i_gα(k)、i_gβ(k)以电网电压位置角θ(k)进行Park变换，得到同步旋转坐标下的电网电压u_gd(k)、u_gq(k)与输入电流i_gd(k)、i_gq(k)；

(4)、通过步骤(3)计算得到的两相旋转坐标下的电网电压u_gd(k)、u_gq(k)，输入电流i_gd(k)、i_gq(k)计算得到系统输入有功功率P_g(k)、无功功率Q_g(k)；

(5)、将步骤(4)得到的系统输入有功功率和无功功率实际值P_g(k)、Q_g(k)经过带通滤波器得到系统输入有功功率和无功功率二倍频脉动实际值P_g2(k)、Q_g2(k)，将系统输入有功功率、无功功率二倍频脉动给定值P_g2^*(k)、Q_g2^* (k)分别与系统输入有功功率和无功功率二倍频脉动实际值作差P_g2(k)、Q_g2(k)，然后首先通过PI控制器（1）、PI控制器（2）计算得到PI控制器（1）、PI控制器（2）的输出电压v_gd2、v_gq2，再经过补偿电压计算模块分别得到输入有功功率和无功功率二倍频补偿项u_cd2^*、u_cq2^*，其中带通滤波器的中心角速度设置为二倍同步旋转角速度；

(6)、将旋转坐标系下d、q轴电网电压u_gd(k)、u_gq(k)分别和步骤(5)得到的二倍频电压补偿项u_cd2^*(k)、u_cq2^*(k)相加，得到补偿后的电网电压值u_gdc(k)、u_gqc(k)；

(7)、将直流电压给定值与步骤(1)得到的直流电压实际值的差经过PI控制器(3)，得到旋转坐标系下d轴电流的参考值i_gd^*(k)，设q轴电流的参考值i_gq^*(k)为0；

(8)、设电流参考值保持不变，用电流参考值i_gd^*(k)、i_gq^*(k)代替离散化后的PWM整流器模型中的下一时刻电流值i_gd(k+1)、i_gq(k+1)，用变换器输入电压参考值u_cd^*(k)、u_cq^*(k)代替变换器输入电压u_cd(k)、u_cq(k)，可得到电压参考值计算模型；

(9)、分别将步骤(7)中得到的旋转坐标系下d、q轴电流的参考值i_gd^*(k)、i_gq^*(k)、步骤(3)中得到的旋转坐标系下的d、q轴电流实际值i_gd(k)、i_gq(k)和步骤(6)中得到的补偿后的d、q轴电网电压u_gdc(k)、u_gqc(k)作为步骤(8)中建立的电压参考值计算模型的输入，经过电压参考值计算模型得到变换器输入电压的参考值u_cd^*(k)、u_cq^*(k)；

(10)、将步骤(9)得到的输入电压参考值u_cd^*(k)、u_cq^*(k)以电网电压位置角为变换角进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的输入电压，该电压信号经过空间矢量脉宽调制后，产生控制功率器件的开关信号。

图3为采用本发明的改进无差拍控制方法前后的PWM整流器的输入功率波形图，由图3可以看出，在采用本发明控制算法之前，PWM整流器的输入有功、无功功率发生二倍频波动，在0.1s时采用本发明控制算法，由图中可以看出，整流器输入有功、无功功率的二倍频波动迅速得到有效抑制。 

图4为采用本发明的改进无差拍控制方法前后的PWM整流器的直流母线电压波形图，由图中可以看出，当电网电压不平衡时，系统的直流母线电压出现二倍频脉动；采用本发明控制方法后，直流母线电压二倍频脉动得到一定程度的抑制，起到了稳定直流母线电压的作用。 

综上所述，本发明的控制方法在电网电压不平衡条件下能够同时有效的抑制系统有功、无功功率的二倍频波动，增强了PWM整流器在电网不平衡情况下的运行能力，且计算量小，控制结构简单。