一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法

摘要

本发明公开了一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法，本发明通过合并子径实现了基于射线的信道模型，得到了3D MIMO信道传输函数H

说明书

技术领域

本发明涉及多天线无线通信领域，具体涉及一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法。

背景技术

在无线通信领域中，信号的传输时常受到各种环境噪声、人为干扰以及多径效应和多普勒频移的影响，且上述影响均具有不确定性，因此研发人员在进行通信系统软硬件设计之前，需运用无线电磁波理论、信息论、随机过程理论以及统计信号处理理论对无线通信信道进行理论分析并建立严格的数学模型，以此确定信号的传输特性，在此基础之上设计通信系统或通信单元并推演其性能。

在无线通信领域中有一个重要的分支——MIMO(Multiple-Input MultipleOutput)技术。MIMO技术指在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线，使信号通过发射端与接收端的多个天线传输和接收，从而改善通信质量。早期的MIMO(多输入多输出)信道建模主要考虑信道损耗、传输时延、水平角度等因素，忽略了信道的俯仰角度问题，是典型的二维数学模型。

随着移动数据流量的剧烈增长，5G移动通信的研究已经成为当下热门，5G通信对信息传输速率有着更高的要求，因而作为5G通信重要环节的多天线传输MIMO技术，也就需要精度更高的信道模型来支撑其传输特性研究和系统性能优化。

目前在传统的MIMO信道二维数学模型基础之上，学界已经加入了信道的俯仰角度因素，构建了3D MIMO建模技术。然而目前学界主要运用空间相关矩阵实现基于相关性的模型构建，而在此基础上，必须使用特定的频谱函数模拟时间相关性。一旦通信系统的信道场景变换，信道模型便必须重新构造，因此通用性差，且运算量巨大，需消耗极大的数字器件硬件资源。

发明内容

针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法解决了现有3D MIMO信道建模技术不支持或不易支持通信系统信道场景变换，通用性差，运算量巨大且需消耗大量的数字器件硬件资源的问题，可灵活实现多种场景下信道的变换，并且支持LOS(视线传输，指无线信号无遮挡地在发信端与接收端之间传输)和NLOS(非视线传输，指无线信号在有障碍物的情况下，通过反射、散射和衍射的方式传输)的场景变换。

为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法，包括以下步骤：

S1、根据MIMO通信系统的发射天线和接收天线的布置，设定3D MIMO信道模型的发射天线总数S和接收天线总数U，并对天线布局进行线性化近似处理；

S2、根据MIMO通信系统所处的通信环境，确定通信场景类型；

S3、根据通信场景类型确定发射天线和接收天线组成的天线阵列之间传播路径的径数N以及每一条径所包含的子径数M；

S4、根据CASE II模型方法，由通信场景中信道环境确定每一条径的路径延迟；

S5、根据CASE II模型方法，由每一条径的路径延迟和通信场景中信道环境路径功率的统计特性确定每一条径n的路径功率P_n，n为整数，1≤n≤N；

S6、根据均匀功率子径法，由每一条径所包含的子径数M计算得到每一条径n中的每一条子径m的水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角m为整数，1≤m≤M；

S7、根据极化率交叉参数的统计特性计算每一条径n中的每一条子径m的极化参数k_n,m；

S8、根据极化天线初始相位的统计特性得到每一条径n中的每一条子径m的极化天线初始相位和为垂直-垂直交叉极化初始相位，为垂直-水平交叉极化初始相位，为水平-水平交叉极化初始相位，为水平-垂直交叉极化初始相位；

S9、根据无线通信信道原理和多天线特性建立3D MIMO信道时域表达式，由每一条径n的路径功率P_n、每一条径n中的每一条子径m的极化参数k_n,m、水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角及其极化天线初始相位确定3D MIMO信道第s根天线发射第u根天线接收的第n径通信时域传输函数H_u,s,n()，完成信道建模，其中，s和u均为正整数，1≤s≤S，1≤u≤U。

进一步地：所述步骤S2中确定通信场景类型的方法为：若无线信号无遮挡地在发射端天线与接收端天线之间传输，则判决通信场景为LOS，否则判决通信场景为NLOS。

进一步地：步骤S3中根据通信场景类型确定发射天线和接收天线组成的天线阵列之间传播路径的径数N的方法为：若通信场景为NLOS，则由电磁场与电磁波理论，根据阻挡物的数量以及物理电学特性设定传播路径的径数的数量值为L，N＝L；若通信场景为LOS，则LOS场景中的传播路径的径数为L+1，N＝L+1，即在NLOS场景中的传播路径的基础上增加一条直射路径。

进一步地：所述步骤S5中路径功率的统计特性为指数分布。

进一步地：所述步骤S6中具体包括以下步骤：

S61、根据子径水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角的角度功率统计特性得到水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角各自的角度功率谱密度PAS函数p_α(θ)、p_β(θ)、p_γ(θ)和其中水平发射角α_n,m的角度功率统计特性为拉普拉斯分布，水平接收角γ_n,m的角度功率统计特性为35°的拉普拉斯分布或360°的均匀分布，垂直发射角β_n,m和垂直接收角的角度功率统计特性均为30°的均匀分布；

S62、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径水平发射角α_n,m；

S63、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径垂直发射角β_n,m；

S64、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度便为子径水平接收角γ_n,m；

S65、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径垂直接收角

进一步地：所述步骤S7中极化率交叉参数的统计特性为对数正态分布，极化参数的表达式为：

其中Γ为服从高斯分布的随机变量。

进一步地：所述步骤S8中极化天线初始相位的统计特性为从-π到π的均匀分布。

进一步地：所述步骤S9中根据无线通信信道原理和多天线特性建立的3D MIMO信道时域表达式为：

其中G_tx,s,V为第s根发射天线的垂直极化方向的功率增益，G_tx,s,H为第s根发射天线的水平极化方向的功率增益，G_rx,u,V为第u根接收天线的垂直极化方向的功率增益，G_rx,u,H为第u根接收天线的水平极化方向的功率增益，x_s、y_s和z_s为第s根发射天线的空间坐标，x_u、y_u和z_u为第u根接收天线的空间坐标，为载波波长的倒数，为可移动的天线端的速度矢量，t为当前时刻，[·]^H为矩阵共轭转置运算。

本发明的有益效果为：多天线之间的无线传输链路可视作由具有路径可分辨的多个射线簇(简称多径)组成通信信道，每个径均包含多个不可分辨的子径，而本发明通过合并子径实现了基于射线的信道模型，得到了3D MIMO信道传输函数H_u,s,n(t)。本发明参数确立过程中，径数和子径数由通信场景设定，每一条径n的路径功率P_n、每一条径n中的每一条子径m的XPR(极化参数)k_n,m、水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角及其极化天线初始相位均由其器件特性和所处环境的统计特性建立。本发明不仅考虑了包括信道功率特性、传输时延、水平角度和俯仰角度等因素，还考虑了天线极化和相关性的因素，并具有算法简单，场景易切换的功能。本发明更是通过在求子径水平发射角、垂直发射角、水平接收角和垂直接收角的过程中采用均匀功率子径法，大大减少了计算量和系统复杂度。

附图说明

图1为基于射线的3D MIMO信道建模流程示意图；

图2为3D MIMO天线及多径示意图；

图3为可分辨的径和其包含的不可分辨的子径示意图；

图4为移动端速度120km/h时3D MIMO多径通信时域传输函数波形图；

图5为移动端速度240km/h时3D MIMO多径通信时域传输函数波形图；

图6为3D MIMO信道信号幅度分布律；

图7为3D MIMO信道相位分布律；

图8为3D MIMO信道空间相关性对比图。

具体实施方式

下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

如图1所示，在本发明的一个实施例中，一种基于射线的3D MIMO信道建模的方法，包括以下步骤：

S1、根据MIMO通信系统的发射天线和接收天线的布置，设定3D MIMO信道模型的发射天线总数S和接收天线总数U，并对天线布局进行线性化近似处理；

S2、根据MIMO通信系统所处的通信环境，确定通信场景类型，若无线信号无遮挡地在发射端天线与接收端天线之间传输，则判决通信场景为LOS，否则判决通信场景为NLOS，本实施例的通信场景为NLOS；

S3、根据通信场景类型确定发射天线和接收天线组成的天线阵列之间传播路径的径数N以及每一条径所包含的子径数M，：若通信场景为NLOS，则由电磁场与电磁波理论，根据阻挡物的数量以及物理电学特性设定传播路径的径数的数量值为L，＝L；若通信场景为LOS，则LOS场景中的传播路径的径数为L+1，N＝L+1，即在NLOS场景中的传播路径的基础上增加一条直射路径；如图2所示，在NLOS通信场景中，由于建筑物的反射，对于从一个特定的移动端发送天线到基站的某个特定的接收天线的通信链路中，存在着多个可辨的传输路径；如图3所示，在一条径中包含多个不可分辨的子径；

S4、根据CASE II模型方法，由通信场景中信道环境确定每一条径的路径延迟，在本实施例中，模型延迟为[0310 710 1090 1730 2510]ns；

S5、根据CASE II模型方法，由每一条径的路径延迟和通信场景中信道环境路径功率的统计特性即指数分布确定每一条径n的路径功率P_n，n为整数，1≤n≤N；

S6、根据均匀功率子径法，由每一条径所包含的子径数M计算得到每一条径n中的每一条子径m的水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角m为整数，1≤m≤M，其步骤包括：

S61、由子径水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角的角度功率统计特性得到水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角各自的PAS(角度功率谱密度)函数p_α(θ)、p_β(θ)、p_γ(θ)和其中水平发射角α_n,m的角度功率统计特性为拉普拉斯分布，水平接收角γ_n,m的角度功率统计特性为35°的拉普拉斯分布或360°的均匀分布，垂直发射角β_n,m和垂直接收角的角度功率统计特性均为30°的均匀分布；

S62、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径水平发射角α_n,m；

S63、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径垂直发射角β_n,m；

S64、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径水平接收角γ_n,m；

S65、遍历0°～360°的角度，找出能使成立的所有的角度θ_i，其中i＝1、2、…、M，记这些角度为子径垂直接收角

S7、根据极化率交叉参数的统计特性计算每一条径n中的每一条子径m的XPR(极化参数)k_n,m，该统计特性为对数正态分布，其表达式为：

其中Γ为服从高斯分布的随机变量；

S8、由极化天线初始相位的统计特性即从-π到π的均匀分布得到每一条径n中的每一条子径m的极化天线初始相位和为垂直-垂直交叉极化初始相位，为垂直-水平交叉极化初始相位，为水平-水平交叉极化初始相位，为水平-垂直交叉极化初始相位；

S9、由每一条径n的路径功率P_n、每一条径n中的每一条子径m的XPR(极化参数)k_n,m、水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角及其极化天线初始相位根据无线通信信道原理和多天线特性建立3D MIMO信道时域表达式，确定3D MIMO信道第s根天线发射第u根天线接收的第n径通信时域传输函数H_u,s,n(t)，完成信道建模，其中，s和u均为正整数，1≤s≤S，1≤u≤U，该表达式为：

其中G_tx,s,V为第s根发射天线的垂直极化方向的功率增益，G_tx,s,H为第s根发射天线的水平极化方向的功率增益，G_rx,u,V为第u根接收天线的垂直极化方向的功率增益，G_rx,u,H为第u根接收天线的水平极化方向的功率增益，x_s、y_s和z_s为第s根发射天线的空间坐标，x_u、y_u和z_u为第u根接收天线的空间坐标，为载波波长的倒数，为可移动的天线端的速度矢量，t为当前时刻，[·]^H为矩阵共轭转置运算。

本发明的有益效果为：多天线之间的无线传输链路可视作由具有路径可分辨的多个射线簇(简称多径)组成通信信道，每个径均包含多个不可分辨的子径，而本发明通过合并子径实现了基于射线的信道模型，得到了3D MIMO信道传输函数H_u,s,n(t)。本发明参数确立过程中，径数和子径数由通信场景设定，每一条径n的路径功率P_n、每一条径n中的每一条子径m的XPR(极化参数)k_n,m、水平发射角α_n,m、垂直发射角β_n,m、水平接收角γ_n,m和垂直接收角及其极化天线初始相位均由其器件特性和所处环境的统计特性建立。本发明不仅考虑了包括信道功率特性、传输时延、水平角度和俯仰角度等因素，还考虑了天线极化和相关性的因素，并具有算法简单，场景易切换的功能。本发明更是通过在求子径水平发射角、垂直发射角、水平接收角和垂直接收角的过程中采用均匀功率子径法，大大减少了计算量和系统复杂度。

载波频率6GHz，可移动的天线端速度为120km/h时，每一条径的信道传输函数H_u,s,n(t)如图4所示；当速度变换到240km/h时，每一条径的信道传输函数H_u,s,n(t)则如图5所示。由此对比可以看出，移动端移动速度越大，多普勒频移也就越大，信道相干时间就越小，反映在信道上，即为信道变化越快，该建模效果符合无线通信的公知常识。

从公知常识可知，NLOS通信场景中MIMO信道传输函数的幅度应服从瑞利分布，相位应服从均匀分布，本实施例得到的MIMO信道信号幅度分布律和相位分布律如图6和图7所示，均与理论预期符合。

从图8可以看出，本实施例构建的3D MIMO信道模型比传统MIMO信道模型更接近理论预期，与实际物理信道更加吻合。