双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法

摘要

本发明涉及一种双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法，技术特征在于：结合雷达方程计算所需的雷达发射信号时宽；确定第1组随机码的码字时宽，随机码位数及波形夹断后的子码时宽；对A/D采样后的回波信号进行解扩频并进行段匹配滤波；对段匹配滤波结果进行FFT处理，利用CFAR（恒虚警）技术依次在速度维和距离维检测目标；确定第2组随机码的波形参数以覆盖盲区，融合第一组和第二组获取的目标数据，实现盲区互补。本发明具有瞬时脉宽短、波形占空比高的特点，兼具了短距离盲区、发射功率小、收发分时的优点。

说明书

技术领域

本发明属于雷达（或其同类的主动发射式传感器）波形设计及其信号处理领域， 具体涉及一种双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法。

背景技术

传统雷达按发射波形的时间周期可分为：连续波雷达和脉冲式雷达。连续波雷达 在发射电磁波的同时，接收机接收回波信号并进行信号处理。脉冲式雷达在发射电磁 波时，雷达接收机关闭，发射周期结束后再进行回波信号的采集。

连续波雷达的优点是雷达距离盲区短，但其存在收发泄露的问题。发射信号泄露 到接收机容易造成接收机或A/D采样器的饱和，因此需要收发隔离技术保障系统的正 常工作，而高隔离度的天线、接收机设计是非常困难的。

脉冲式雷达具有收发分时的优点，但是长的发射时宽会带来大的距离盲区，短的 发射时宽会降低匹配滤波后目标的信噪比以至于无法检测到目标。为了兼顾短的距离 盲区和大的信噪比就需要提高雷达的发射功率，过大的发射机功率对系统供电、散热 和器件耐高功率所提出的要求是很难满足的。

基于此谷学敏于1995年在《准连续波新体制雷达》一文中提出了准连续波概念， 利用最大熵外推法估计距离盲区的目标回波。该算法虽在学术界得到一定的演化和推 进，但对于大距离盲区利用该方法仍无法有效推得真实的目标回波，另外最大熵外推 法在硬件实现上也较为困难。南京理工大学、南京电子技术研究所等科研单位针对随 机信号准连续波的研究先后发表过多篇论文，但论述角度偏向于原理阐释，没有将理 论完善到工程实际阶段。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种双周期夹断式伪随机码的波形设 计和对回波的信号处理方法，解决连续波雷达的收发泄露问题，以及脉冲雷达的大距 离盲区问题。

技术方案

一种双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法，其特征在于步 骤如下：

步骤1：计算雷达的发射信号时宽

其中：P为发射机功率，Gt为发射天线增益，Gr为接收天线增益，λ为电磁波波 长，σ为目标有效反射面积，R_max为雷达最远作用距离，k为波尔兹曼常数，T₀为接 收系统等效噪声温度，F_n为系统噪声系数，D为检测因子，L为系统损耗；

步骤2：根据距离分辨率确定随机码的码字时宽其中ΔR为距离分辨率， C为光速（例如要求的雷达距离分辨率为0.3m，则T_C=2ns）；

根据发射总时宽T_W和码字时宽T_C确定总的发射码位数N=round(T_W/T_C)，其中 round为取整符号，以最接近N的伪随机码位数M=2ⁿ-1，确定延时线位数n，继而获 得需要发射的伪随机码；

根据系统要求的距离盲区R_B，确定波形夹断后的子码时宽

步骤3：发射由步骤1和步骤2确定的脉冲串波形，对接收的回波信号进行A/D 采样得到离散的数字信号，按离散的距离单元进行解扩频处理，在目标所在距离单元 得到单频脉冲串信号：

R_dis(n)=R_eco(n)*R_match，

其中R_dis(n)表示第n个距离单元解扩后的输出信号，R_eco(n)为第n个距离单元对应 的回波信号，R_match是副本信号，它是发射信号的共轭形式；

步骤4：对单频脉冲串信号确定其匹配段时宽T_PW=1/2f_d，其中f_d=2V/λ,V为目标 径向速度，λ为雷达波长；

步骤5：根据匹配段时宽对接收信号进行分段，对每段信号进行匹配滤波，对 段匹配滤波结果进行FFT处理，得到目标速度；

步骤6：利用CFAR恒虚警技术依次在目标速度维和距离维检测目标；

步骤7：根据雷达发射脉冲串的周期性盲区特性，确定第2组脉冲串的波形 参数以覆盖第1组的盲区，并重复步骤3~步骤6进行目标检测；

步骤8：将第1组和第2组脉冲串获取的目标数据进行合并，实现探测距离 的相互弥补，获得雷达全作用距离范围内的目标距离及速度信息。

有益效果

本发明提出的一种双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法， 充分融合伪随机码，FFT（快速傅里叶变换）处理和多周期信号复合处理的优点。该 体制雷达具有瞬时脉宽短、波形占空比高的特点，兼具了短距离盲区、发射功率小、 收发分时的优点。

与现有技术相比，采用本发明方法设计的防撞或主动防护雷达，具有以下两方面 的有益效果：

一方面，信号收发分时，不用考虑发射泄露问题，因此无需采用过为复杂的收发 隔离技术；

另一方面，夹断后的子码脉冲时宽短，有效减小了雷达的测距盲区。而合成后的 信号具有大时宽，在保证检测所需信噪比的前提下，大大减小了发射功率。

即该准连续波雷达体制在真正意义上兼顾了连续波雷达和脉冲雷达的优点。

附图说明

图1为本发明所采用的双周期信号发射时序，及不同距离处回波匹配滤波后的信 号强度；

图2为本发明的信号处理流程；

图3为本发明对归一化发射脉冲的数字模拟，其中包括：图3a，脉冲串1的发射 信号时序（局部）；图3b，脉冲串2的发射信号时序（局部）；

图4~图6为本发明对距离为90m，速度为70m/s目标的归一化回波信号模拟，以 及对各信号处理步骤结果的模拟。其中包括：图4a，目标的回波包络；图4b，目标的 回波包络的局部特性。图5a，目标所在距离单元信号解扩频后的幅度特性；图5b，目 标所在距离单元信号解扩频后的局部幅度特性。图6a，段匹配滤波后的复信号实部； 图6b，段匹配滤波后的复信号虚部。图7a，目标所在距离单元FFT测速结果；图7b， 典型非目标所在距离单元FFT测速结果。由于对于脉冲串1和脉冲串2的信号处理过 程具有相似性，因此仿真结果只给出了对脉冲串1的处理结果。

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明实施例的双周期夹断式伪随机码的波形设计和对回波的信号处理方法，主 要包含如下步骤：

（1）根据雷达的发射功率、天线增益、雷达作用距离及目标尺寸等因素，结合雷 达方程计算所需的雷达发射信号时宽；

（2）确定第1组随机码的码字时宽，随机码位数及波形夹断后的子码时宽。

（3）对A/D采样后的回波信号进行解扩频；

（4）根据伪随机码的多普勒容限确定匹配滤波段的时宽，并进行段匹配滤波；

（5）对段匹配滤波结果进行FFT处理，以补偿由目标速度造成的失配；

（6）利用CFAR（恒虚警）技术依次在速度维和距离维检测目标；

（7）根据第1组随机码的时序确定其周期性盲区特性，并依此确定第2组随机码 的波形参数以覆盖盲区，并重复步骤（2）～（6）进行目标检测。

（8）融合第一组和第二组获取的目标数据，实现盲区互补。

其中：

步骤（1）主要是根据雷达方程

$T_w=\frac{{\left(4\pi \right)}^{3}k{T}_0{F}_n{D}_o{\mathrm{LR}}_{\max }^4}{{\mathrm{PG}}_t{G}_r{\lambda }^2\sigma }---\left(1.1\right)$

计算所需的发射信号时宽T_W，其中：P—发射机功率；Gt、Gr—发射、接收天线 增益；λ-电磁波波长；σ—目标有效反射面积；R_max—雷达最远作用距离；k—波尔 兹曼常数；T₀—接收系统等效噪声温度；F_n—系统噪声系数；D—检测因子；L—系 统损耗。

步骤（2）主要包括以下几步：

a)根据距离分辨率确定随机码的码字时宽T_C

$T_C=\frac{2\mathrm{\Delta R}}{C}---\left(1.2\right)$

其中ΔR为距离分辨率，C为光速。

b)根据发射总时宽T_W和码字时宽T_C确定总的发射码位数N

N=round(T_W/T_C)              （1.3）

其中round为取整符号。对于伪随机码而言N=2ⁿ-1，n为延时线位数。

c)根据系统要求的距离盲区R_B，确定波形夹断后的子码时宽T_Z

$T_Z=\frac{{2R}_B}{C}---\left(1.4\right)$

步骤（3）是对信号的解扩频处理。伪随机编码会造成连续波信号频谱的扩展，由 于经过A/D采样后信号已变成离散的数字信号，所以需要按离散的距离单元进行解扩 频处理：

R_dis(n)=R_eco(n)*R_match                （1.5）

其中R_dis(n)表示第n个距离单元解扩后的输出信号，R_eco(n)为第n个距离单元对应 的回波信号，R_match为副本信号它是发射信号的共轭形式。

步骤（4）是对匹配滤波的失配问题进行控制，需要根据目标的多普勒特性f_d来 确定匹配段时宽T_PW：

T_PW=1/2f_d                    （1.6）

其中f_d=2V/λ,V为目标径向速度，λ为雷达波长。若匹配滤波的时宽等于T_PW，则 相对于静止目标的匹配滤波后信号幅度多普勒频移为f_d的目标其匹配滤波后的信号幅 度只下降3dB。根据式1.6计算出匹配时宽后，对该时宽内解扩信号进行累加实现匹 配滤波功能。

步骤（5）中引入FFT处理过程，是为了克服大的信号时宽造成的匹配滤波失配 损失。因为按1.1式计算出的信号时宽T_W往往要远大于按1.6式计算出的匹配段时宽 T_PW，所以将若干段匹配滤波后的累加结果在频域中进行分析以避免失配带来的损失。 这样在确定目标距离的同时还可以获得目标的径向速度信息。

步骤（6）是二维CFAR处理过程，与一般MTD（脉冲多普勒）雷达不同的是， 由于进行了FFT处理信号已变换到频域，因此恒虚警首先要在速度维进行，而不是先 在距离维进行。

步骤（7）的处理机制类似于MTD雷达的双PRF（脉冲重复频率）补盲。由于发 射信号是夹断的随机编码脉冲串形式，即将连续波的整段码字分开成若干段脉冲后间 歇发射。由于系统采用发射、接收分时的工作方式来避免信号泄露，因此必然存在由 于目标回波在雷达发射信号的时刻到来而造成的周期性距离盲区，为此需要设计另一 组准连续波信号进行距离补盲。

最后，在步骤（8）中对两组准连续波信号的探测结果进行点迹融合，以获得雷达 作用距离范围内，完整而不重复的目标距离与速度信息。

下面结合附图对本发明的实施方式做进一步说明。

如图1所示，本发明采用的发射信号为双周期夹断式准连续波信号，分时或同时 （将两个周期的信号调制在不同载频上）发射两个脉冲串信号。

脉冲串1的脉宽t₁由距离盲区r₁决定，其占空比R_zk=t₁/(t₁+t₂)。R_zk决定了匹配滤 波幅度随目标距离变化而变化的周期特性，发射脉冲的总时宽T₁经步骤（1）确定后, 则脉冲串1的总时宽T₁₊₂=T₁/R_zk。由于系统收发分时，必然存在周期信的距离盲区， 因此需要设计脉冲串2来覆盖脉冲串1的距离盲区。

脉冲串2的脉宽t₁＇及占空比R_zk＇由脉冲串1的周期性盲区特性决定，合理的设 计t₁＇和R_zk＇可以保证经双周期目标点迹融合后，在雷达作用距离范围内保持恒定的 目标回波匹配滤波幅度。在图1中采用t₁＇=3t₁，R_zk＇=3R_zk。

如图2所示，本发明的信号处理过程主要进行如下步骤：①基于距离假设的解扩 频；②段子码匹配滤波；③FFT处理；④速度、距离维联合CFAR；⑤目标点迹融合。

由于信号处理过程中对脉冲串1的处理和对脉冲串2的处理分步进行，因此在进 行盲区互补的同时必然会出现脉冲串1和脉冲串2都能检测到的重叠区域（如图1中 所示）。由于解扩频过程是基于距离假设进行的，因此对于重叠区域可以控制一组脉冲 对这一区域进行检测，而另一组脉冲在进行检测时跳过这一区域；或者两组脉冲都对 该区域进行检测，在点迹融合的过程中对重叠区域进行点迹凝聚（即将两周期内探测 到的同一目标的不同点迹，跟据目标的方位、距离、幅度等特性锁定为相同目标）。

图3模拟了双周期脉冲的发射时序，可以清楚的看到编码信号对波形的调制。由 于此处雷达信号的载波频率远高于信号的采样频率，因此在数字域看到的发射信号类 似于三角波信号。

图4中的接收信号除了是对发射信号的时移外，还携带了目标的多普勒信息。因 此在图5中可以看到在解扩频处理后，回波在时域体现出由多普勒调制造成的正弦波 形。

图6为段子码匹配滤波后的I/Q两路复信号，两路信号满足正交性。将该复信号 进行FFT处理后，得到如图7a的结果，由峰值位置可见该算法能够正确检测出目标 速度（存在由FFT分辨率造成的误差），且该峰值幅度要远高于图7b中非目标所在单 元FFT处理得到的频谱幅度。

因此在速度维和距离维的二维CFAR处理完成后，能够获取正确的目标距离信息 和径向速度信息。