具有两个振荡器、两个I/Q发射混频器和两个I/Q接收混频器的雷达传感器

摘要

用于机动车的雷达传感器，具有发射部分(10)和接收部分(12)，发射部分(10)具有两个振荡器(16，18)和一个90°移相器(26)以产生发射信号(S)、第一比较信号(V

说明书

技术领域

本发明涉及一种具有发射部分和接收部分的雷达传感器，所述发射部 分具有两个振荡器和90°移相器，用于产生发射信号、第一比较信号和相对 于第一比较信号相移90°的第二比较信号，所述接收部分具有用于将接收到 的信号与第一比较信号进行混频的I混频器和用于将接收到的信号与第二 比较信号进行混频的Q混频器。

背景技术

在机动车中越来越多地使用驾驶员辅助系统，其中，雷达传感器用于 定位车辆周围环境中的物体。根据雷达传感器的工作原理和使用目的，在 此可能不仅需要分析接收到的雷达信号的振幅而且需要分析接收到的雷达 信号的相位。例如，对于近区域内借助于CW雷达(连续波)进行准确的 距离测量而言，需要准确地知道接收到的信号的相位。在角度分辨的雷达 传感器中，例如在FMCW雷达(调频连续波)中，在多个发射和接收信道 的情况下，不同信道之间的相位差的分析能够实现更准确的角度确定。借 助以上所述类型的雷达传感器，可以从由接收部分的两个混频器提供的I 信号和Q信号的关系来确定相位。

例如，所述传感器可以是外差传感器，其中，一个振荡器用于产生发 射信号而另一个振荡器用于产生比较信号。如果为了产生比较信号而使用 具有固定频率的振荡器，则可以简单且准确地产生90°相移。然而，所述传 感器类型的缺点在于，两个振荡器的相位噪声是不相关的，从而需要开销 相对较高并且相位噪声较小的振荡器。

与此不同，在零差传感器方案中，发射信号和两个比较信号由同一振 荡器产生，从而发射信号和比较信号具有相关的相位噪声，这使得在分析 接收到的信号时抑制由相位噪声引起的效应变得容易。然而缺点在于，不 可以控制或者仅仅可以在开销较高的情况下控制由移相器产生的相移是否 和以何种程度偏离90°的理想值。这种偏离导致接收信号中的相位误差，所 述相位误差不可以或者仅仅在开销较高的情况下进行确定和校正。

发明内容

本发明的任务在于，提供一种雷达传感器，其能够更简单且更准确地 确定接收到的信号的相位。

根据本发明，所述任务通过以下方式解决：发射部分具有第一发射混 频器和第二发射混频器，所述第一发射混频器的输入端直接与两个振荡器 连接，并且第二发射混频器的一个输入端直接与两个振荡器中的第一振荡 器连接，而第二发射混频器的另一个输入端通过移相器与另一个振荡器连 接。

本发明的优点：

借助两个发射混频器可以产生低频的I参考信号和Q参考信号，它们 可以用于监视和调节移相器和/或用于降低一个或两个振荡器的相位噪声。 此外，这些参考信号在具有频率调制的发射信号的传感器中能够实现频率 调制的简单且准确的调节，而不会由于附加的分频器链引起调节回路的误 差。

特别地，能够实现近区域内的准确测量。因此，所述雷达传感器例如 也适于测量机动车中的油箱油位或者也适于机动车外部的应用，例如适于 工业技术中的距离测量。

在从属权利要求中说明了本发明的有利的构型和扩展方案。

在零差雷达中，发射信号和第一比较信号可以通过第一混频器的混频 产物的和频分量(即，其频率等于两个振荡器的频率的总和的混频产物频 率部分)形成，并且第二比较信号可以通过第二混频器的混频产物的和频 分量形成。两个发射混频器的差频分量则形成I参考信号和Q参考信号。 移相器的功能可以借助于这些参考信号的相位比较进行监视并且在必要时 进行调节。

替代地或附加地，对于其信号输送给移相器的振荡器，可以使用具有 可变频率的振荡器，其频率连接到固定的参考频率上。因此，因为所述振 荡器的频率是准确已知的并且此外两个振荡器的差频通过I参考信号和Q 参考信号的频率给定，所以也可以准确地确定由第一发射混频器产生的发 射信号的频率(和频)。

此外，在控制相应的振荡器的相位调节回路中可以将I参考信号或Q 参考信号的频率调节到随后确定发射信号的频率调制的调制频率上。

在外差雷达的情形中，第一振荡器可以用于产生发射信号，而第二振 荡器产生两个比较信号。两个发射混频器随后产生I参考信号和Q参考信 号，两个振荡器之间的频率差越小，则这些参考信号的频率越低，并且这 些参考信号优选位于中频带中。作为I混频器和Q混频器的混频产物获得 的I信号和Q信号也位于相同的中频带中，并且这些信号的相位噪声与参 考信号的相位噪声相关。随后，通过将I参考信号和Q参考信号与中频信 号I和Q进行混频来获得基带中的相应信号，由所述相应信号可以非常准 确地确定接收到的信号的相位。

在DE102004052518A1和WO2008/006256A1中描述了角度分辨的 (零差)雷达传感器，其多个发射和接收信道分别具有一定的频率偏移。 由此抑制了通过不同信道之间的干扰产生的干扰效应，并且此外能够实现 所谓的交叉回波的分析，即在一个信道中发射并且在物体上反射后在另一 个信道中接收的雷达信号的分析。

在此建议的(尤其是零差配置中的)雷达传感器能够实现不同信道之 间的频率偏移的简单调节和这些信道中的频率调制的简单且统一的控制。

附图说明

在附图中示出并且在随后的说明中进一步阐述本发明的实施例。

附图示出：

图1：根据第一实施例的根据本发明的雷达传感器的框图；

图2：根据图1的雷达传感器的扩展方案的框图；

图3：根据图1的雷达传感器的另一变型方案的框图；

图4：根据第二实施例的雷达传感器的框图；和

图5：具有两个发射和接收信道的雷达传感器的框图。

具体实施方式

在图1中示出的雷达传感器具有可以集成在共同的印刷电路板14上的 发射部分10和接收部分12。发射部分10具有第一振荡器16和第二振荡器 19，它们的振荡频率分别大致等于所期望的发射频率的一半。例如，在122 GHz的发射频率的情况下，第一振荡器16具有62GHz的频率f₁而第二振 荡器18具有60GHz的频率f₂。在第一发射混频器20中，两个振荡器16、 18的信号彼此混频。在第一发射混频器20的输出端上得到以下形式的信号 i(t)：

i(t)＝cos[2π(f₁-f₂)t]+cos[2π(f₁+f₂)t].

在双工滤波器22中，具有和频(f₁+f₂)和差频(f₁-f₂)的频率部分 被彼此分开。在双工滤波器22的高通路径的输出端上获得通过天线24发 射的(具有和频(f₁+f₂)的)发射信号。

发射部分10还包括移相器26，借助所述移相器26使由第二振荡器18 产生的信号偏移90°。在第二发射混频器28中，所述经移相的信号与第一 振荡器16的信号混频，并且在输出端上获得以下形式的信号q(t)：

q(t)＝sin[2π(f₁-f₂)t]+sin[2π(f₁+f₂)t].

在另一双工滤波器30中，信号q(t)也被分解成具有和频(f₁+f₂)的频 率分量和具有差频(f₁-f₂)的频率分量。

接收部分12包括I混频器32、Q混频器34和接收放大器36，所述接 收放大器36的输入端与天线38连接。如果例如借助于循环器将接收到的 信号与发射信号分开，则天线38可以可选择地与天线24相同(单站天线 方案)。

由天线24发射的雷达辐射在物体40上被反射，并且如此产生的雷达 回波由天线38接收并且在放大器36中的放大之后作为接收到的信号E被 输送给I混频器和Q混频器32和34。所述接收到的信号E相对于发射信 号S具有频率偏移，所述频率偏移取决于物体40的相对速度(多普勒效应)， 如果发射信号是频率调制的，则所述频率偏移还取决于信号传播时间并且 (因此)取决于物体40的距离。

在I混频器32中，接收到的信号E与第一比较信号V₁混频，所述第 一比较信号V₁(例如借助于未详细示出的耦合器)从双工混频器22的高 通输出端截取，即与发射信号S相同(零差混频方案)。在I混频器32的 输出端上得到I信号I_BB，其频率位于所谓的基带中并且等于接收到的信号 E与比较信号V₁之间的频率差。因此，所述I信号的频率说明雷达回波的 频率偏移。在Q混频器34中，接收到的信号E与由双工混频器32的高通 输出端输送的第二比较信号V₂混频。因此，所述比较信号V₂具有和频(f₁+f₂)，但由于移相器26的作用而相对于第一比较信号V₁相移了90°。在Q 混频器的输出端上得到Q信号Q_BB，其同样位于基带中并且具有与I信号 I_BB相同的频率。在后面连接的分析级中，现在可以由I信号和Q信号确定 雷达回波的相位

振荡器16、18不可避免地具有一定的相位噪声。但因为比较信号V₁和V₂通过相同的方式作为两个振荡器的信号的混频产物形成，所以第二比 较信号V₂的相位噪声与第一比较信号V₁的相位噪声是相关的，从而所述 相位噪声在进一步分析I信号和Q信号I_BB、Q_BB时不是显著的干扰源。

但是，可能通过如下方式产生一定的相位误差：由移相器26产生的相 位偏移不是恰好90°。但在这里建议的雷达传感器能够确定并且在必要时校 正所述相位误差。为此，在双工混频器22的低通部分的输出端上形成I参 考信号I_ref，其频率等于差频f₁-f₂。相应地，在双工滤波器30的低通部分 的输出端上形成Q参考信号Q_ref，其同样具有差频f₁-f₂。I参考信号和Q 参考信号之间的相位差反映由移相器26产生的相位误差。因此，这些参考 信号可以用于确定和校正相位误差和/或用于进一步抑制相位噪声。以下根 据图2和图3来示出关于这方面的不同可能性。

在图2中，首先示出了相位调节回路40，其具有相位比较器42和在后 面连接的低通滤波器44。相位比较器42比较I参考信号和Q参考信号I_ref、 Q_ref的相位。比较结果在低通滤波器44中的低通滤波之后作为调节信号输 送给移相器26。通过所述方式，可以连续地如此调节移相器26，使得相位 偏移相对于90°的理想值的偏离被抑制。在此重要的是，I参考信号和Q参 考信号具有相对较低的频率(在此示例中2GHz)，使得可以足够准确地确 定和比较它们的相位。

此外在图2中示出了频率调节回路46，其同样通过相位比较器48和在 后面连接的低通滤波器50形成。由频率稳定的参考振荡器产生并且是第二 振荡器18的期望频率f₂的1/32的参考频率f_ref输送给相位比较器48的一 个输入端。由第二振荡器18的输出信号通过借助于分频器52以比例1/32 对所述输出信号的频率f₂进行分频的方式形成的信号输送给相位比较器48 的另一输入端。第二振荡器18在这种情形中是频率可调的振荡器，比较结 果在低通滤波器50中的低通滤波之后作为调节信号输送给所述频率可调的 振荡器。通过所述方式连续地如此调节第二振荡器18的频率f₂，使得频率 f₂恰好是参考频率f_ref的32倍。

在此重要的优点在于，第二振荡器18的频率f₂仅仅大致等于发射频率 f₁+f₂的一半，从而比例1/32的分频足以获得用于相位比较器48中的准确 相位比较的足够低的频率。在第一振荡器16的频率f₁已知的情况下，还可 以非常准确地确定发射频率f₁+f₂。在必要时，可以根据I参考信号或Q参 考信号来监视差频f₁-f₂，以便根据差频f₁-f₂和稳定的频率f₂来确定f₁。

如果第一振荡器16也是可调节的，则可以借助(调制)频率调节回路 54通过非常简单的方式调制发射信号的频率。为此，其频率f_mod以所期望 的方式进行调制(例如，在FMCW雷达中，根据线性斜坡的频率调制)的 低频信号被施加在相位比较器56的一个输入端上，所述相位比较器56将 所述信号的相位与施加在另一输入端上的I参考信号I_ref进行比较。比较结 果通过低通滤波器58作为调节信号输送给振荡器16。通过所述方式如此调 节第一振荡器16的频率f₁，使得I参考信号的频率f₁-f₂与f_mod一致。由 f₁-f₂＝f_mod得到：

f₁＝f₂+f_mod

以及对于发射信号E的频率：

f₁+f₂＝2f₂+f_mod

图3示出一种变型方案，其中，Q参考信号Q_ref用于降低振荡器系统 的相位噪声。Q参考信号Q_ref通过第一振荡器16的信号与移相器26的相 移了90°的信号在第二发射混频器28中的混频产生并且具有频率f₁-f₂。因 此，它的相位反映了两个振荡器的相位噪声以及移相器26的可能的相位误 差。在此观察的示例中，如此选择f₁和f₂，使得它们的差f₁-f₂恰好等于f₂的1/32。在相位调节回路60中，Q参考信号的相位与第二振荡器18的以 比例1/32分频的信号进行比较，并且比较结果通过低通滤波器64作为调 节信号输送给第二振荡器18。通过所述方式显著抑制了相位噪声。

如果使振荡器的频率减半，则通常在分频器的输出端上得到6dB的相 位噪声降低。因为在分频器52中频率以比例1/32(1/2⁵)进行分频，所以 在计算上得到大致30dB的相位噪声降低。

图4作为另一实施例示出一种配置为外差传感器的雷达传感器。第一 振荡器16的信号直接形成发射信号S，而第一比较信号V₁通过第二振荡 器18的信号形成，并且第二比较信号V₂通过第二振荡器18的在移相器26 中相移了90°的信号形成。作为示例可以假设，振荡器16具有122GHz的 频率(发射频率)，而第二振荡器18具有120GHz的频率f₂。I混频器和Q 混频器32、34在此情形中提供I信号和Q信号I_IF、Q_IF，这些信号位于中 频带中并且具有大致2GHz数量级上的频率。

发射混频器20和28将发射信号S与比较信号V₁和V₂进行混频(表 述“发射混频器”仅仅用于区分发射部分10的混频器和接收部分12的混 频器并且不强制表示这些混频器也参与发射信号或比较信号的产生)。作为 混频产物获得的I参考信号和Q参考信号I_ref、Q_ref位于中频带中并且具有 频率f₁-f₂＝2GHz。

可以通过与以上描述的实施例中类似的方式使用I参考信号和Q参考 信号。例如，以比例1/64对第二振荡器18的频率f₂进行分频的分频器66 与在图3中的相位调节回路60中类似地抑制相位噪声。同样地，设有用于 移相器26的调节输入端68，从而可以通过与图2中的相位调节回路40类 似的方式调节相位偏移。

因为发射信号S和比较信号V₁和V₂在此由不同的振荡器产生，所以 比较信号的相位噪声与发射信号的相位噪声不是相关的，这导致I信号和Q 信号I_IF和Q_IF中的相应噪声效应。然而，I参考信号和Q参考信号包含同 样的噪声效应，因为这些参考信号通过发射信号与相同的比较信号的混频 产生。因此，I信号和Q信号I_IF和Q_IF的相位噪声与I参考信号和Q参考 信号I_ref和Q_ref的相位噪声是相关的，如果将这些信号彼此混频以获得基带 中的相应I信号和Q信号，则在很大程度上消除了由相位噪声引起的误差 并且可以非常准确地确定雷达回波的相位。可选择地，也可以将I信号和Q 信号I_IF和Q_IF直接与相应的参考信号I_ref和Q_ref进行比较，以便确定相位差。

图5示出具有在图2中示出的结构的发射与接收部分在具有多个发射 与接收信道的雷达传感器中的应用。简单起见，在图5中仅仅示出两个信 道70、70′，它们的发射部分和接收部分分别位于一个印刷电路板上，但在 这里示出的原理可以毫无疑问地扩展到具有两个以上信道的雷达传感器。 图5中的发射部分和接收部分的结构与图2中的结构的不同仅仅在于，在 图5中实现了单站天线方案并且因此设有用于将接收到的信号E与发射信 号S分开的循环器72。

两个信道70、70′中的发射信号S和S′具有彼此偏移固定频率f_偏移的频 率。频率f_偏移通过固定频率振荡器74产生。此外，同步地频率调制两个发 射信号S和S′。为此，可变的振荡器76产生调制频率f_mod。

在信道70中，调制频率f_mod直接输送给频率调节回路54，以便以调制 频率f_mod锁定由可变振荡器16产生的频率(在此以f_v表示)。第一振荡器 16产生固定频率f。因此，通过由f_mod预给定的方式对发射信号S的和频f +f_v进行调制。

相反，频率f_mod不直接输送给第二信道70′中的频率调节回路54，而是 频率f_mod+f_偏移输送给所述频率调节回路54，通过如下方式获得所述频率 f_mod+f_偏移：振荡器74和76的信号在混频器78中进行混频并且随后在高通 滤波器80中进行滤波。

简单起见，首先应假定：第二信道70′中的第二振荡器18产生的频率 f与第一信道70中的第二振荡器的频率f是相同的。发射信号S和S′的频 率仅仅相差频率f_偏移并且还具有相同的频率调制。

在第一信道70中，I信号和Q信号I_BB和Q_BB在滤波器82中的低通滤 波之后直接说明由物体的距离和相对速度引起的雷达回波频率偏移。位于 基带BB₁₁中的信号被数字化，被记录为时间信号并且随后通过快速傅里叶 变换分解到随后通过已知方式进一步进行分析的频谱中。

虽然在第一信道70中也接收到一些在第二信道70′中以偏移了f_偏移的 频率发射的信号，但这些信号位于基带BB₁₁以外，从而所述基带BB₁₁中的 信号分析不会受到源于其他信道的信号干扰。

然而，在此示出的结构中为此设有混频器84，用于将I信号和Q信号 I_BB和Q_BB与频率f_偏移进行混频，从而在滤波器86中的低通滤波之后再次获 得基带BB₂₁中的信号。这些信号允许交叉回波(即在第二信道70′中发射 而随后在第一信道70中接收的信号)的振幅和相位的分析。

第二信道70′与第一信道70对称地构造。发射信号和比较信号在此具 有频率f+f_v。因此，在所述信道中获得基带BB₂₂中的代表在所述信道中 发射和接收的雷达回波的信号以及基带BB₁₂中的代表在第一信道70中发 射而在第二信道70′中接收的交叉回波的信号。

如果固定频率f和f’不恰好相同而是相差已知的差频f_diff，则可以根据 差频f_diff将基带BB₁₁和BB₂₁中的信号并且相应地也将基带BB₂₂和BB₂₁中 的信号彼此进行相关，并且可以这样确定和分析直接的雷达回波与交叉回 波之间的相位差，这些相位差通过从一个信道的天线24到物体并且返回同 一信道的天线以及从一个信道的天线到物体并且返回另一信道的天线的不 同长度的信号路径产生。