电流型阻抗源交流/交流变频器及其控制回路的控制方法

摘要

本发明电流型阻抗源交流/交流变频器，包括交流电压源或交流负载、交流电力电子开关、阻抗源网络、交流电力电子开关矩阵和交流负载或交流电压源，交流电力电子开关并联于阻抗源网络与交流电压源之间，交流电力电子开关矩阵接于阻抗源网络与负载之间，阻抗源网络为由电感器和电容器构成的对称性X型网络。本发明还提供了电流型阻抗源交流/交流变频器控制回路的逻辑控制方法。其优点是：避免了交流电力电子开关矩阵在开关共态导通或共态关断时损坏电力电子器件。阻抗源网络的无源元件值很小，增大了电路的电压增益。交流电力电子开关工作频率远高于电源和输出电压频率，电路具有非常高的可靠性，结构简单，体积小，重量轻。

说明书

技术领域

本发明涉及交流/交流变频器，特别涉及一种电流型阻抗源交流/交流变频器及其控制回路的控制方法。

背景技术

目前的变频器大多数是间接式变频器，即交-直-交式变频器，其缺点是需要经过整流和逆变两级功率变换，具有中间直流环节，效率较低，体积和重量较大。

传统的交流/交流变频器是基于晶闸管的，采用相控式控制方式，其缺点是控制电路复杂，容易产生失控，输入侧功率因数较低，输出电压频率只能低于输入电压频率。

传统的交流/交流矩阵式变频器通常采用由4个或9个双向电力电子开关组成的开关矩阵，将交流电源和负载耦合在一起，同时通过复杂的控制算法来实现直接变压、变频的功能，输入侧功率因数可以达到接近于1，功率流可以双向流动，但是存在以下缺点：

●输出电压调节范围小，电压增益小于1；

●由于电力电子器件的开关时间或电磁干扰的影响，接于负载同一相的电力电子开关若共态导通则会造成交流电源的短路，若共态关断会导致电感性负载情况下的开路，从而造成电力电子器件发生损坏；

●电力电子开关的换流困难；

●用于电机传动时无法提供电源断电时的电机渡越能力；

●电路的EMI问题严重。

近年来人们对传统交流/交流矩阵式变频器的电路拓扑进行了大量研究、优化，出现了稀疏型、特别稀疏型矩阵式变频器，但是它们在减少了开关数目的同时，带来了控制的更加复杂化，而前述缺点并没有得到根本性的克服，有的方案甚至还牺牲了电路的双向功率传输特性。由单相逆变器模块作为双向开关的矩阵式变换器拓扑，虽然可以实现输出电压的二电平、三电平，可以实现升/降压功能，但是控制更为复杂，所用开关器件数目增加了一倍，并且每个模块分别需要一个电容器，结构也更加庞大。

近年来，国内外提出过基于阻抗源思想的矩阵式变频器，但是它们都是电压型电路，未见有电流型阻抗源变频器的报道。

本案发明者于2009年国际会议IEEE ASEMD2009发表了论文，其中有关于三相电流型阻抗源矩阵变换器的描述，但是仅仅给出了其主电路拓扑和分析，并未对其控制装置进行描述，也未给出其控制电路。

发明内容

本发明的目的是克服上述缺陷，提供一种基于阻抗源变换器与传统矩阵变流器相结合，电流型阻抗源交流/交流变频器，可以无级调节输出电压幅值和频率，同时避免双向电力电子开关共态关断时受到损坏，电路结构简单，体积小、重量轻、可靠性高。

为达到上述目的，本发明提供的一种单相电流型阻抗源交流/交流变频器，包括构成主回路的单相交流电压源、交流电力电子开关、交流电力电子开关矩阵和交流负载，以及构成控制回路的电流型逆变器控制器DSP或FPGA，所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA用于将输出的零状态信号接至所述交流电力电子开关的驱动电路输入端，以控制所述交流电力电子开关的导通，所述主回路还包括一阻抗源网络，控制回路还包括与所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA相连的逻辑电路，其中：

所述阻抗源网络为由两个电感和两个电容器构成的对称性X型网络，所述交流电力电子开关并联于所述阻抗源网络与所述交流电压源之间，所述交流电力电子开关矩阵连接于所述阻抗源网络与所述交流负载之间，所述交流电力电子开关矩阵由第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关阵列而成；

所述逻辑电路包括一交流电力电子开关控制电路和一交流电力电子开关矩阵控制电路，所述交流电力电子开关控制电路包括第一与门、第二与门和第一或门，电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端和第二输出端接至第一与门的输入端，所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第三输出端和第四输出端接至第二与门的输入端，第一与门和第二与门的输出端接至第一或门的输入端，第一或门输出零状态信号；交流电力电子开关矩阵控制电路包括第一非门和第三与门至第六与门，所述零状态信号接至第一非门的输入端，第一非门的输出端分别接至第三与门至第六与门的输入端，所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端至第四输出端分别接至第三与门至第六与门的另一输入端，第三与门至第六与门的输出端在电源电流的每个正、负半周里，将输出信号分别轮流接至所述第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关各自的驱动电路输入端，以控制所述交流电力电子开关矩阵的导通。

本发明单相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述交流电力电子开关为由4个功率二极管桥构成的双向开关。

本发明单相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述交流电力电子开关为一共集电极绝缘栅双极晶体管IGBT双向开关。

本发明单相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述交流电压源的输出端与所述交流电力电子开关的输入端连接有电感器。

为达到上述目的，本发明提供的一种单相电流型阻抗源交流/交流变频器控制回路的逻辑控制方法，该方法设置交流电力电子开关控制电路和交流电力电子开关矩阵控制电路，所述交流电力电子开关控制电路包括第一与门、第二与门和第一或门，交流电力电子开关矩阵控制电路包括第一非门和第三与门至第六与门，该方法包括：

(1)将电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端至第四输出端经第一与门和第二与门接至第一或门的输入端，通过第一或门获取零状态信号，并将输出的零状态信号接至所述交流电力电子开关的驱动电路输入端，以控制所述交流电力电子开关的导通；

(2)将所述零状态信号接至第一非门的输入端，第一非门的输出端分别接至第三与门至第六与门的输入端，所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端至第四输出端分别对应接至第三与门至第六与门的另一输入端，通过第三与门至第六与门获取4路输出信号，并分别对应接至所述第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关各自的驱动电路输入端，以在电源电流的每个正、负半周里控制所述交流电力电子开关矩阵的导通。

为达到上述目的，本发明提供的一种三相电流型阻抗源交流/交流变频器，包括构成主回路的三相交流电压源、三相交流电力电子开关、三相交流电力电子开关矩阵和三相交流负载，以及构成控制回路的三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA用于将输出的三相零状态信号接至所述三相交流电力电子开关的驱动电路输入端，以控制所述交流电力电子开关的导通，所述主回路还包括三相阻抗源网络和三相嵌位电路，控制回路还包括与所述开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA相连的逻辑电路，其中：

所述三相阻抗源网络为由3个电感和3个电容器构成的对称性X型网络，所述三相交流电力电子开关并联于所述三相阻抗源网络与所述三相交流电压源之间，所述三相交流电力电子开关矩阵连接于所述三相阻抗源网络与所述三相交流负载之间，所述三相交流电力电子开关矩阵由第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关阵列而成，三相嵌位电路连接于所述三相交流电力电子开关矩阵与所述三相交流负载之间；

所述逻辑电路包括三相交流电力电子开关控制电路和三相交流电力电子开关矩阵控制电路，所述三相交流电力电子开关控制电路包括第七与门、第八与门、第九与门和第二或门，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端、第二输出端和第三输出端接至第七与门的输入端，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第四输出端、第五输出端和第六输出端接至第八与门的输入端，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第七输出端、第八输出端和第九输出端接至第九与门的输入端，第七与门、第八与门和第九与门的输出端接至第二或门的输入端，第二或门输出三相零状态信号；三相交流电力电子开关矩阵控制电路包括第二非门和第十与门至第十八与门，所述三相零状态信号接至第二非门的输入端，第二非门的输出端分别接至第十与门至第十八与门的输入端，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端至第九输出端分别对应接至第十与门至第十八与门的另一输入端，第十与门至第十八与门的输出端分别接至所述第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关各自的驱动电路输入端，以控制所述三相交流电力电子开关矩阵的导通。

本发明三相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述三相交流电力电子开关为由6个功率二极管桥构成的双向开关，所述第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关分别为由4个功率二极管桥构成的双向开关。

本发明三相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述三相交流电力电子开关为由6个功率二极管桥构成的双向开关，所述第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关分别为共集电极绝缘栅双极晶体管IGBT双向开关。

本发明三相电流型阻抗源交流/交流变频器，其中所述三相交流电压源的输出端与所述三相交流电力电子开关的输入端连接有三相电感器。

为达到上述目的，本发明提供的一种三相电流型阻抗源交流/交流变频器控制回路的逻辑控制方法，该方法设置三相交流电力电子开关控制电路和三相交流电力电子开关矩阵控制电路，所述三相交流电力电子开关控制电路包括第七与门、第八与门、第九与门和第二或门，三相交流电力电子开关矩阵控制电路包括第二非门和第十与门至第十八与门，该方法包括：

(1)将三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端至第九输出端经第七与门、第八与门、第九与门接至第二或门的输入端，通过第二或门获取三相零状态信号，并将输出的三相零状态信号接至所述三相交流电力电子开关的驱动电路输入端，以控制所述三相交流电力电子开关的导通；

(2)将所述三相零状态信号接至第二非门的输入端，第二非门的输出端分别接至第十与门至第十八与门的输入端，所述三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端至第九输出端分别对应接至第十与门至第十八与门的另一输入端，通过第十与门至第十八与门获取9路输出信号，并分别对应接至所述第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关各自的驱动电路输入端，以控制所述三相交流电力电子开关矩阵的导通。

本发明电流型阻抗源交流/交流变频器及其控制回路的控制方法的优点和积极效果在于：由于电流型阻抗源交流/交流变频器中设置了阻抗源网络和逻辑控制电路，电路具有非常高的可靠性，可以避免交流电力电子开关矩阵中开关共态导通或共态关断时损坏电力电子器件。由于交流电力电子开关的工作频率远高于电源和输出电压的频率，阻抗源网络的无源元件值很小，整个电路的结构简单，体积小、重量轻、可靠性高。本发明还提供了控制回路的逻辑控制方法，该方法为实现上述电路的可靠性和避免交流电力电子开关矩阵中开关共态导通或共态关断时损坏电力电子器件提供了基础。

下面将结合实施例参照附图进行详细说明。

附图说明

图1是本发明电流型阻抗源交流/交流变频器的方框图；

图2是单相电流型阻抗源交流/交流变频器的电路结构图；

图3是三相电流型阻抗源交流/交流变频器的电路结构图；

图4是功率二极管桥构成的双向开关的电路结构图；

图5共集电极绝缘栅双极晶体管IGBT双向开关的电路结构图；

图6(a)是单相电流型阻抗源交流-交流变频器非开路零状态等效电路图；

图6(b)是单相电流型阻抗源交流-交流变频器开路零状态等效电路图；

图7是单相交流电力电子开关矩阵和交流负载部分的电路图；

图8是单相电流型阻抗源交流-交流变频器电压增益关于开路零状态占空比关系的曲线图；

图9是单相电流型阻抗源交流/交流变频器DSP或FPGA和逻辑电路的电路结构图；

图10是三相电流型阻抗源交流/交流变频器DSP或FPGA和逻辑电路的电路结构图。

具体实施方式

参照图1，本发明电流型阻抗源交流/交流变频器，包括构成主回路的交流电压源或交流负载、交流电力电子开关、阻抗源网络、交流电力电子开关矩阵和交流负载或交流电压源，交流电力电子开关并联于阻抗源网络与交流电压源之间，交流电力电子开关矩阵接于阻抗源网络与负载之间，阻抗源网络为由若干电感器和电容器构成的对称性X型网络。

本发明电流型阻抗源交流/交流变频器，还包括构成控制回路的电流型逆变器控制器DSP或FPGA和逻辑电路，电流型逆变器控制器DSP或FPGA用于将输出的零状态信号接至交流电力电子开关的驱动电路输入端，以控制交流电力电子开关的导通。逻辑电路用于在电源电流的每一个固定的周期里，分配控制电力电子开关矩阵的控制信号，将该控制信号分别接至交流电力电子开关矩阵中各个交流电力电子开关的驱动电路输入端。

采用正弦脉宽调制SPWM、空间矢量控制SVPWM等控制策略，利用电流型逆变器控制器DSP或FPGA产生电流型开关控制信号，逻辑电路包括一与门和或门电路以及一非门和与门电路，与门和或门电路与电流型逆变器控制器DSP或FPGA输出信号相连，用于输出零状态信号；非门和与门电路将传统零状态信号取反后和电流型逆变器控制器DSP或FPGA输出信号相与，用于输出对交流电力电子开关矩阵的控制信号。

本发明的交流/交流变频器，交流电压源的输出端与交流电力电子开关的输入端连接有电感器L，用于使电源侧相当于电流源或在功率流反向时作为滤波器。阻抗源网络的输出端与交流电力电子开关矩阵的输入端连接有电流检测、转换和滤波装置，用于获取电流的基波分量。

本发明的交流/交流变频器，通过交流电力电子开关的规律性的高频开关工作，阻抗源网络的无源元件周期性地充放电，来实现输出电压幅值和频率的升高或降低。

实施例一，单相电流型

参照图2，包括构成主回路的单相交流电压源u、交流电力电子开关S₁、交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂，一个由两个电感L₁、L₂和两个电容器C₁、C₂构成的阻抗源网络和交流负载Z，以及构成控制回路的电流型逆变器控制器DSP或FPGA。交流电力电子开关S₁并联于阻抗源网络与交流电压源u之间，交流电压源u的输出端与交流电力电子开关S₁的输入端连接有电感器L。交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂连接于阻抗源网络与交流负载Z之间。交流电力电子开关矩阵由第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关S₁₁-S₂₂阵列而成。五个交流电力电子开关S₁、S₁₁-S₂₂均由4个功率二极管构成的整流桥和一个全控型电力电子器件组成，五个交流电力电子开关S₁、S₁₁-S₂₂工作在高频开关状态。由于五个交流电力电子开关S₁、S₁₁-S₂₂均工作在高频开关状态，阻抗源网络元件的电压和电流均为高频脉冲信号，所需要的电感量和电容量很小。例如，一个5kW的单相电流型阻抗源交流-交流变频器，其阻抗源网络电感器L₁、L₂的电感量在1mH，电容器C₁、C₂的电容量在20μF左右时即可取得不错的效果。输入侧电感器L的主要作用是滤波和使输入侧成为电流源，因为双向开关都工作在高频开关状态，输入侧电感器L所需要的电感量也很小。

五个交流电力电子开关S₁、S₁₁-S₂₂可以采用现有双向电力电子开关的所有结构，其中较好的结构有两种结构形式，即功率二极管桥构成的双向开关和共集电极绝缘栅双极晶体管IGBT双向开关。参照图4和图5，前者仅含一个全控型功率器件，控制简单，但电流方向不可控，每一时刻有三个功率器件导电，损耗相对较大；后者多用一个全控型功率器件，但是电流方向可控，每一时刻有两个功率器件参与导电，损耗相对较小，并且与共发射极双向开关相比，所需隔离式驱动电源个数较少。

该主电路的工作过程：

单相电流型阻抗源交流-交流变频器电路的功率流可以双向流动，通过对电路中五个交流电力电子开关S₁、S₁₁-S₂₂的合理控制可以实现电源侧功率因数的调节。由于是对电路中的电流进行相应控制，电路的动态响应更快。

单相电流型阻抗源交流-交流变频器的阻抗源网络也是对称的，也就是说，电感器L₁、L₂具有相同的电感量，电容器C₁、C₂具有相同的电容量。因此，有

i_L1＝i_L2＝i_L＝I_Lsin(ωt+φ_L)，

i_C1＝i_C2＝i_C＝I_Csin(ωt+φ_C)，

v_C1＝v_C2＝v_C＝V_Csin(ωt+φ_C-90°)                    (1)

其中，Φ_L是电感器L₁、L₂电流的初相位，Φ_C是电容器C₁、C₂电流的初相位。传统矩阵变换器的控制方法，如SPWM或SVPWM，也能应用于单相电流型阻抗源交流-交流变频器。由于独特的结构，本电路有一个额外的工作状态：开路零状态，当交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂的所有开关都关断时，阻抗源网络的输出端开路。传统的矩阵变换器没有开路零状态，因为那将导致感性负载的开路。从阻抗匹配的角度看，一般电源侧为电压源，负载侧应为电感性，即电流源；电源侧为电流源，负载侧应为电容性，即电压源。因此，对于电流型阻抗源交流-交流变频器，由于其负载侧往往有电容性的滤波环节，开路零状态的存在是合理可行的。对称性的阻抗源网络的存在，使在电路工作在开路零状态下时开关矩阵输入侧电流存在续流通路，即电容器既可以续流，同时也可以起到电压嵌位作用，减少开关器件的电压应力，保护开关器件。更为重要的是阻抗源网络的存在，为电路电压增益的增大提供了可能性。

在一个开关周期中，单相电流型阻抗源交流-交流变频器具有以下三个工作状态：

(1)有效工作状态，交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂中S₁₁和S₂₂或S₂₁和S₁₂同时导通，交流电力电子开关S₁关断，电源的能量能够传输到负载；

(2)传统零状态，交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂中S₁₁和S₁₂或S₂₁和S₂₂同时导通，交流电力电子开关S₁关断，电源的能量不能传输到负载；

(3)开路零状态，交流电力电子开关矩阵中的4个开关S₁₁-S₂₂均关断，交流电力电子开关S₁导通，负载仍然得不到能量。

由于负载侧往往并联有滤波电容器，在一个开关周期内负载可视为电压源。上述第二种工作状态下，同一桥臂上下两个开关直通，电路输出可以看作零值电压源。因此，在非开路零状态的(1)和(2)两种工作状态下，我们可以用同一个等效电路描述单相电流型阻抗源交流-交流变频器，如图6(a)所示，开路零状态下的等效电路如图6(b)所示。图6中i_i、i_Zi和i_Zo分别为电源侧输入电流、阻抗源网络输入侧和输出侧电流，阻抗源网络输出侧电流即开关矩阵输入侧电流。设上述电流的基波分量为：其中，I_ilm、I_Zilm、I_Zolm为相应电流的幅值，ω_i为其角频率，为相应电流的初相位。

对于图6(a)，有i_C＝i_Zi-i_L，i_Z0＝2i_L-i_Zi，i_Zi＝i_i，                (2)

在此过程中电感器充电，电容器放电，电路工作在此状态的时间为(1-D)T，D为开关S的导通占空比，T为开关周期。

对于图6(b)，有i_C＝i_L，i_Z0＝0，i_Zi＝2i_L                           (3)

在此过程中电感器放电，电容器充电，电路工作在此状态的时间为DT。

在稳定工作状态下，电容器电流在一个电源周期内的平均值应该为0，从(2)和(3)可以得到：

$I_C=\overline{i_L}=\int [i_L·\mathrm{DT}+(i_i-i_L)·(1-D)T]\mathrm{dt}=0$

或者$\frac{I_{\mathrm{Llm}}}{I_{\mathrm{ilm}}}=\left|\frac{1-D}{1-2D}\right|,$

当D＜0.5时，φ_L＝0；当D＞0.5时，φ_L＝π。                (4)

因为阻抗源网络电容器的电容量很小，流过的基波电流很小，因此阻抗源网络输出侧电流近似等于阻抗源网络电感电流。因而，

$I_{\mathrm{Zolm}}\approx \left|\frac{1-D}{1-2D}\right|I_{\mathrm{ilm}},$

当D＜0.5时，φ_Zo＝0；当D＞0.5时，φ_Zo＝π。              (5)

开关矩阵的输入电流和输出电流的关系可以根据矩阵变换器的工作原理和工作过程去推导。对于单相电流型阻抗源交流-交流变频器来说，其开关矩阵和交流负载部分的电路如图7所示。输出电流i_o是由电流i_Zo通过四个双向开关S₁₁-S₂₂的周期性有规律的开关动作生成的。其控制方式为：将输出电流视为由输入为i_Zo的直流电流通过电流源逆变器产生，采用SPWM或SVPWM方法调制。在电流i_Zo的正半周，四个双向开关的开关次序和单相电流源逆变器的单向开关相同；在电流i_Zo的负半周，四个双向开关仍然相当于单相电流源逆变器的四个开关，但是同一桥臂上下两个开关的控制信号要交换，即输出电流幅值的调节通过改变调制因数来实现，输出电流频率的调节通过改变调制信号的频率来实现。由单相电流源逆变器的SPWM调制原理，可知最大的有效工作状态的占空比为：

$A_{\max }=\max \left(\frac{M\sin {\omega }_{o}t-M\sin ({\omega }_{o}t-\pi )}{2}\right)=\max \left(M\sin {\omega }_{o}t\right)=M---\left(6\right)$

输出电流基波的幅值为：I_olm＝MI_Zolm                    (7)

因此，输出电流和输入电流的基波幅值关系为：

在采用和电流型阻抗源逆变器相同的简单升电流控制方式的情况下，即用幅值等于调制正弦波幅值的正、负两个直流电压与三角载波去比较，产生开路零状态信号，M＝1-D，D为开路零状态的占空比。因此，

$I_{\mathrm{olm}}={\mathrm{MI}}_{\mathrm{Zolm}}=\frac{{(1-D)}^2}{1-2D}{I}_{\mathrm{ilm}}---\left(9\right)$

显然，通过调节调制因数M，可以调节输出电流的幅值。若认为输入侧和输出侧功率平衡，则输出电压与输入电压的幅值关系为：

$U_{\mathrm{olm}}=\frac{1-2D}{{(1-D)}^2}{U}_{\mathrm{im}}---\left(10\right)$

即输出电压的幅值也可以大范围的调节。式(10)对应的曲线如图8所示。

应当指出，上述电压增益的关系是粗略的，它还应当与输入、输出的频率比有关系。精确的数量关系非常复杂，在此不再赘述。

这里，给出一种单相电流型阻抗源交流/交流变频器控制回路的逻辑控制方法，该方法包括：

(1)将所述电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端a至第四输出端d经第一与门和第二与门接至第一或门的输入端，通过第一或门获取零状态信号，并将输出的零状态信号接至交流电力电子开关S₁的驱动电路输入端，以控制交流电力电子开关S₁的导通；

(2)将零状态信号接至第一非门的输入端，第一非门的输出端分别接至第三与门至第六与门的输入端，电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端a至第四输出端d分别对应接至第三与门至第六与门的另一输入端，通过第三与门至第六与门获取4路输出信号，并分别对应接至所述第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂各自的驱动电路输入端，以在电源电流的每个正、负半周里控制交流电力电子开关矩阵S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂的导通。

参照图9，控制回路包括与电流型逆变器控制器DSP或FPGA相连的逻辑电路，逻辑电路包括一交流电力电子开关控制电路和一交流电力电子开关矩阵控制电路。交流电力电子开关控制电路包括第一与门、第二与门和第一或门，电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端a和第二输出端b接至第一与门的输入端，电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第三输出端c和第四输出端d接至第二与门的输入端，第一与门和第二与门的输出端接至第一或门的输入端，第一或门输出零状态信号。

交流电力电子开关矩阵控制电路包括第一非门和第三与门至第六与门，零状态信号接至第一非门的输入端，第一非门的输出端分别接至第三与门至第六与门的输入端，电流型逆变器控制器DSP或FPGA的第一输出端a至第四输出端d分别接至第三与门至第六与门的另一输入端，第三与门至第六与门的输出端在电源电流的每个正、负半周里，将输出信号分别轮流接至第一交流电力电子开关至第四交流电力电子开关S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂各自的驱动电路输入端，以控制所述交流电力电子开关矩阵S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂的导通。也就是说，在电流的正半周，开关的控制次序与单相电流型逆变器相同；在电流的负半周，开关的控制次序改变，即S₁₁和S₁₂的控制信号对换，S₂₁和S₂₂的控制信号对换。

实施例二，三相电流型

参照图3，包括构成主回路的三相交流电压源u_A、u_B、u_C，三相交流电力电子开关S₂，三相阻抗源网络，三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃，三相嵌位电路Q和三相交流负载Z_A、Z_B、Z_C。

三相交流电力电子开关S₂为由6个功率二极管桥构成的双向开关。

三相阻抗源网络为由3个电感L₁、L₂和L₃和3个电容器C₁、C₂和C₃构成的对称性X型网络，三相交流电力电子开关S₂并联于三相阻抗源网络与三相交流电压源u_A、u_B、u_C之间，三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃连接于三相阻抗源网络与三相交流负载Z_A、Z_B、Z_C之间，三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃由第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关S₁₁-S₃₃阵列而成，由于9个交流电力电子开关S₁₁-S₃₃均工作在高频开关状态，阻抗源网络元件的电压和电流均为高频脉冲信号，所需要的电感量和电容量很小。例如，一个15kW的三相电流型阻抗源交流-交流变频器，其阻抗源网络电感器L₁、L₂和L₃的电感量在1mH，电容器C₁、C₂和C₃的电容量在20μF左右时即可取得不错的效果。

三相交流电压源u_A、u_B、u_C的输出端与三相交流电力电子开关S₂的输入端连接有三相电感器L_A、L_B、L_C。输入侧电感器L_A、L_B和L_C的主要作用是滤波和使输入侧成为电流源，因为双向开关都工作在高频开关状态，输入侧电感器L_A、L_B和L_C所需要的电感量也很小。

三相嵌位电路Q连接于三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃与三相交流负载Z_A、Z_B、Z_C之间。

交流电力电子开关S₂采用功率二极管桥式双向开关，尽管损耗相对较大，但是结构简单，三相共用一个开关。第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关S₁₁-S₃₃分别为由4个功率二极管桥构成的双向开关或者共集电极绝缘栅双极晶体管IGBT双向开关。前者仅含一个全控型功率器件，控制简单，但电流方向不可控，每一时刻有三个功率器件导电，损耗相对较大；后者多用一个全控型功率器件，但是电流方向可控，每一时刻有两个功率器件参与导电，损耗相对较小，并且与共发射极双向开关相比，所需隔离式驱动电源个数较少。

该主电路的工作过程：

三相电流型阻抗源交流-交流变换器电路的功率流也可以双向流动，通过对电路中10个交流电力电子开关S₂、S₁₁-S₃₃的合理控制可以实现电源侧功率因数的调节。由于是对电路中的电流进行相应控制，电路的动态响应更快。

三相电流型阻抗源交流-交流变频器的阻抗源网络也是对称的，也就是说，电感器L₁、L₂和L₃具有相同的电感量，电容器C₁、C₂和C₃具有相同的电容量。因此，根据和单相电路类似的分析过程，可以知道输出电压的幅值和频率可以大范围的调节。

由于三相阻抗源网络的存在，三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃的9个开关可以有2⁹＝512种可能的工作方式。电路通过典型的开路零状态实现电压增益的增大，所以传统矩阵变换器中不允许的开路状态本电路需要存在，并且电流型电路往往在负载侧加电容器滤波以实现阻抗匹配，开路后的感性电流通过滤波电容器续流。因而，接至三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃输入侧同一相的3个开关或任意两个开关不能同时导通，否则将引起负载侧电容器的短路。三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃输入侧每一相均存在7种情况，共有21种情况。

当采用在负载侧加上嵌位电路Q而不使用三相电容式滤波器时，上述21种情况的工作状态是允许的。与传统三相矩阵变换器一样，三相电流型阻抗源交流-交流变频器也需要用DSP或FPGA来实现控制。和单相电路一样，需要在三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃的零状态期间，根据需要使电路前端的交流电力电子开关S₂导通，在开关矩阵中插入开路零状态。在三相输入电压对称的情况下，当接至负载同一相的三个开关同时导通时，该相电流为0，认为电路处于零状态，这共有7种情况，即单相直通(3种)、两相直通(3种)和三相直通(1种)。只有在对称性的阻抗源网络存在的情况下，这种零状态才能存在，否则会引起电源的短路。在此种工作状态下，使三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃的九个开关全关断，插入开路零状态，并没有影响输出电压、电流的大小，而可以使开关矩阵输入侧的电流得到调节，实现了扩大电压增益的目的。

其控制的方法是通过空间矢量控制SVPWM方法来实现开关矩阵的所有可能的开关状态矢量，输出9路控制信号。这里，给出一种三相电流型阻抗源交流/交流变频器控制回路的逻辑控制方法，该方法包括：

(1)将三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端e至第九输出端m经第七与门、第八与门、第九与门接至第二或门的输入端，通过第二或门获取三相零状态信号，并将输出的三相零状态信号接至所述三相交流电力电子开关S₂的驱动电路输入端，以控制所述三相交流电力电子开关S₂的导通；

(2)将三相零状态信号接至第二非门的输入端，第二非门的输出端分别接至第十与门至第十八与门的输入端，三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端e至第九输出端m分别对应接至第十与门至第十八与门的另一输入端，通过第十与门至第十八与门获取9路输出信号，并分别对应接至第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关S₁₁-S₃₃各自的驱动电路输入端，以控制三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃的导通。

参照图10，控制回路包括与三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA相连的逻辑电路，逻辑电路包括三相交流电力电子开关控制电路和三相交流电力电子开关矩阵控制电路，三相交流电力电子开关控制电路包括第七与门、第八与门、第九与门和第二或门，三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端e、第二输出端f和第三输出端g接至第七与门的输入端，三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第四输出端h、第五输出端i和第六输出端j接至第八与门的输入端，开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第七输出端k、第八输出端l和第九输出端m接至第九与门的输入端，第七与门、第八与门和第九与门的输出端接至第二或门的输入端，第二或门输出三相零状态信号；三相交流电力电子开关矩阵控制电路包括第二非门和第十与门至第十八与门，三相零状态信号接至第二非门的输入端，第二非门的输出端分别接至第十与门至第十八与门的输入端，三相开关矩阵空间矢量控制器DSP或FPGA的第一输出端e至第九输出端m分别对应接至第十与门至第十八与门的另一输入端，第十与门至第十八与门的输出端分别接至第一交流电力电子开关至第九交流电力电子开关S₁₁-S₃₃各自的驱动电路输入端，以控制三相交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₃₃的导通。

在上述两个实施例中，本发明电流型阻抗源交流/交流变频器是通过调节交流电力电子开关S₁或S₂的占空比来调节电压增益的，电压增益既可以大于1，也可以小于1。变频器是通过调节交流电力电子开关矩阵S₁₁-S₂₂或S₁₁-S₃₃的调制频率来调节输出电压频率的，其输出频率既可以低于电源频率，也可以高于电源频率。因此，本发明电流型阻抗源交流/交流变频器可无级调节输出电压幅值和频率。

本发明电流型阻抗源交流/交流变频器，由于采用阻抗源网络，避免了输出侧同一相交流开关共态关断时对开关造成的损坏，电路具有非常高的可靠性。

本发明电流型阻抗源交流/交流变频器，其中交流电力电子开关和交流电力电子开关矩阵工作在高频开关状态，交流电压源替换为交流负载，同时交流负载替换为交流电压源，功率流双向流动。

实施例三，连接电感性负载

电流型阻抗源交流/交流变频器在交流电力电子开关矩阵与交流负载之间应并联电容性滤波器或接三相嵌位电路Q。

上面所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的构思和范围进行限定，在不脱离本发明设计方案前提下，本领域中普通工程技术人员对本发明的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入本发明的保护范围，本发明请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。