包括非递归部分和递归部分的自适应数字滤波器

摘要

一种包括非递归部分和递归部分的自适应数字滤波器，该滤波器能以既简单又可靠的方式进行调整。滤波器的递归部分有多个具有不同冲激响应的分离的固定调节递归滤波器(13-16)，并且用来自递归滤波器(13-16)的输出信号的自适应权重系数(W0-W2)形成线性组合。单一信号(e(n))调整滤波器的非递归部分(11)和递归部分的自适应权重因数(W0-W3)实现对该滤波器的调整。

说明书

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本发明涉及一种包括非递归部分和递归部分的自适应数字滤波器。该滤波器用于通信设备中的回波抵消器或均衡器。

在通信设备中用于回波消除的滤波器的冲激响应，应尽可能精确地模拟传输线上的冲激响应。所包括在传输线上的这种情形是两线到四线的连接，模拟/数字转换器等等，它们对冲激响应都有影响。一般来说，后者随时间的延伸相对较长。因此，采用只有一个有限冲激响应的滤波器来得到合适的冲激响应是很困难的。这种滤波器称为非递归滤波器或FIR滤波器（有限冲激响应滤波器）。要获得合适的冲激响应，用于回波对消的滤波器应当包括两个部分，即非递归部分和递归部分。递归滤波器也称为IIR滤波器（无限冲激响应）。

大家知道，调整自适应FIR滤波器的可靠方法，也就是调整这种滤波器的系数。它们可通过使误差信号的平方趋于最小而被调整，该误差信号是滤波器的所谓的理想信号和输出信号之间的偏差，在这种情况下，理想信号可能是出现在包括滤波器的通信设备中的接收器端上的信号。误差信号的平方能例如根据所谓的LMS方法（最小均方）减至最小。该LMS方法尤其已在Widrow和Stearns的《自适应信号处理》一书第99-101页描述。

由于误差信号的平方是滤波器系数值的二次函数，所以，根据上述方法使误差信号的平方趋于最小值是所谓的最小平方问题。这即是说，在N维空间（其中N是系数的数目），这个平方可用一个二次误差面来表示，最佳滤波器的设置相应于这个表面上的最小点。

IIR滤波器相应的平方是不能由上述二次误差面来表示的然而，误差面可用局部的最小点来代替。已知的修正算法能固定于这种局部最小点，其结果是永不能获得最佳调整。

递归滤波器也是不稳定的，其结果是以转移函数的Z变换的极点至少暂时在单位圆外侧移动。对于第一级IIR滤波器，这意味着滤波器系数比1大，这使滤波器不稳定。

用所谓的“误差方程”结构来避免局部最小的问题是众所周知的。在这种情形下，使用了两个FIR滤波器，尤其是，其中之一连接到发射端上，而另一端连接在同一通信设备的接收端上。从一个滤波器的输出信号中减去另一滤波器的输出信号形成误差信号。该误差信号的平方是二次误差面，但这种类型的结构有不利的方面，即减至最小的误差信号并不表示实际的误差。尤其是什么时候干扰同时出现在发射端和接收端，什么时候话音信号同时出现在发射端和接收端。还发现，调整用这种方法连接的两个滤波器是很困难的，因为这两个滤波器相互影响。该相等误差方法已在上述的《自适应信号变换》一书第250-253页所描述。

本发明的目的是提供一个自适应数字滤波器，该滤波器包括非递归部分和递归部分，并能用既简单又可靠的方法来调整。这可由滤波器的递归部分来完成，它具有多个独立地、固定安装的递归滤波器，这些递归滤波器具有不同的冲激响应，并且，在其中，递归滤波器的输出信号按自适应权重系数线性组合。该滤波器是由非递归部分的单一信号和递归部分的自适应权重系数进行调整的。稳定的滤波器也用这种方法来获得，因为递归滤波器的极点没有位移。

本发明的特征在权利要求中是明显的。

现在参照附图对本发明进行更详细地描述。其中：

附图1表示已知的回波对消装置。

附图2表示本发明的滤波器的理想冲激响应的例子。

附图3表示本发明滤波器的第一个实施例。

附图4表示按照图3滤波器的更详细的实施例。

附图5是包括在本发明的滤波器中的某一单个滤波器兴龅牟煌某寮は煊Φ囊蛔榍咄嫉睦印＜?

附图6表示本发明的滤波器的第二个实施例。

附图1表示已知的回波消除设备。出现在通信设备发射端的数字输入信号X（n）施加在两线至四线接头Z（即混合电路）上，它连接到通信设备的接收端，并通过两根导线接到电话机4上。回波信号出现在混合电路中，因此也出现在两根导线中。送到接收端的、来自混合电路Z的输出信号由d（n）来表示，而且，当没有接收到来自电话机4的信号时，输出信号只由回波信号组成。该信号与上述的理想信号一致。

输入信号X（n）也加于自适应FIR滤波器1上，并产生一个预定的回波信号y（n）。误差信号e（n）在加法器3中形成，它是信号d（n）和信号y（n）之差，并用来调整滤波器。由上述可见，FIR滤波器能根据公知的方法进行调整，例如，LMS的方法。然而，这种滤波器的冲激响应太短，通常不能获得有效的回波消除。

附图2表示理想冲激响应h（n）的例子，它随时间的延伸相对较长，其中n表示相应取    值的序号。这种冲激响应可分为两个主要部分。第一，是含有冲激信号大部能量的明显的瞬态部分。其次是一个长的、大致按指数规律衰减的部分，即所谓的尾部。冲激响应也会出现负值。

附图3表示根据本发明的滤波器的第一个实施例。该滤波器把获得到一个数字信号X（n）作为输入信号，该信号对应于例如附图1装置中的信号X（n）。该输入信号直接加于一个FIR滤波器11上，并在延迟器12延时时间之后，输入信号加于多个IIR滤波器13-16上。这些IIR滤波器构成第一级，并具有相互不同的固定滤波器系数值。FIR滤波器11的输出信号加到加法器22，IIR滤波器13-16的各输出信号分别加到它们各自的乘法器18-21上。每个乘法器都有一个自适应乘法系数。这些乘法系数假定值为W₀-W₃，它们用下边所给出的方法进行调整。来自于FIR滤波器11输出信号和来自于乘法器18-21的输出信号最后在加法器中相加。

根据本发明的原理，冲激响应的第一部分由FIR滤波器11产生，第二部分按IIR滤波器13-16输出信号的线性组合产生。线性组合的权重由自适应的乘法系数，即权重因数W₀-W₃来确定。通过适当延迟了加到IIR滤波器上的输入信号X（n），冲激响应的两个部分可彼此无关地产生。因此，根据本发明，滤波器包括两个分立的滤波器部分，即非递归滤波器部分和递归滤波器部分，这两部分的输出信号相加。

滤波器的输出信号用y（n）表示，它在加法器3中减去任意的理想信号d（n），获得的差分信号e（n）出现在线17上，并且被用于调整非递归滤波器，也就是FIR滤波器11，和递归滤波器这两部分。对递归滤波部分的调整是通过调整乘法器18-21的自适应权重系数W₀-W₃进行的。信号y（n）、d（n）和e（n）及加法器3都与附图1相应的信号和装置中一致，但滤波器的应用领域当然不限制回波消除。鉴于完整性的原因，应指出其调整装置需要两个部分，即FIR滤波器11和乘法器18-21，一般来说，这些调整装置都是与数字滤波器有关的。

附图4所表明的是附图3滤波器的更详细的实施例。FIR滤波器11通常包括延迟器38-40、乘法器34-37和加法器31-33。IIR滤波器13-16是第一级，并且每个滤波器都有固定的调节滤波器系数。这些滤波器都按常规方式完成，每个包含有加法器（例如131）、延迟器（例如，132）及乘法器（例如133）。每个乘法器都具有互不相同值的固定调节系数P0～P3，因此它们是IIR滤波器的滤波系数。

FIR滤波器11中包括的延迟装置38-40，按一个样值延迟输入信号X（n）。他们合起来相应于附图3中所表示的延迟器12。在图示的例子中，＝3T。实际工作中，并不要求这种分离的延迟器，可以用包含在FIR滤波器中的延迟器取而代之。附图3中的加法器22在图4中以多个分离的加法器221-224中表示出来。

从上面所述可以看出，差分信号e（n）用于调整两个部分，即FIR滤波器11和在递归滤波器部分的乘法器18-21的自适应权重系数W₀-W₃。求差分信号e（n）最小值问题是等于求硎臼絎0×P0ⁿ+W1×P1ⁿ+W2×P2ⁿ+W3×P3ⁿ-f（n）的平方和的最小值，其中n从零到无限大，P0-P3是固定的递归滤波器系数，f（n）是理想冲激响应。由于权重因数在表达式上中只线性出现，所以，该和只有一个平方误差面积的最小值。这就意味着，递归滤波器部分可以按照非递归滤波部分同样的方法进行调整，例如按照LMS方法。

根据本发明滤波器所取得的某些优点是，差分信号是用二次误差面积来表示，同时差分信号又表示实际误差（与相等误差结构相反）。此外，由于各个独立的IIR滤波器的极点是不能位移的，故递归滤波器部分总是稳定的。它还取决于滤波器系数P0-P3是固定的。

附图5所表示的是曲线图及在滤波器递归部分中各个IIR滤波器的不同冲激响应的例子。IIR滤波器13-16的转移函数依次表示为h0（n）-h3（n）。假定，加到滤波器上的输入信号被多个取样值所延迟，这些取样值相应于该FIR滤波器的冲激响应长度。滤波器的系数P0～P3，依照该例，为0.5，0.75，0.875和0.9375。因此转移函数为h0（n）＝0.5ⁿ，h1（n）＝0.75ⁿ等。其它系数值当然也可以选。

附图5中，在冲激响应的左方出现的是整个理想冲激响应的那部分，由FIR滤波器11产生，也就是说，它比其他冲激响应要早。这种情况是，冲激响应按照图5起始时，输出信号中止。然而，应指出，包括在图4滤波器中的FIR滤波器中的延迟器的数目不适应于图5的曲线图。

用上述的方法把多个给定的冲激响应进行线性组合，可能得出各种变化形式的冲激响应。当然权重系数W₀-W₃既可正也可负。理想冲激响应的长衰减部分不可能总是准确地模拟。然而，因为仅仅有全部理想冲激响应能量的一小部分处在这一区域，而这并不能产生很大的差别。另一方面，最重要的，FIR滤波器产生冲激响应的主要部分能相当准确地模拟。

图6所表示的是根据本发明的滤波器的第二个实施例。是对附图3滤波器所包含装置的更进一步改进，该滤波器中也有一个由50表示的网络。网络50包括乘法器和加法器，适合于形成IIR滤波器13-16的输出信号的线性组合。这些装置的连接如下，乘法器18是从条件不变的滤波器13获得输出信号。根据附图，乘法器19得到滤波器14的输出信号与滤波器13的输入信号乘以一个系数后再求和的信号，等等。线性组合的选择应使送到乘法器18、21的输入信号是正交的。然后，正如附图3和附图4的滤波器那样，这些正交的冲激响应被自适应权重系数加权。在这种情形下，一个给定权重系数的变化不必产生其他权重系数的变化。因此，可获得更快的收敛。但计算数目有点增加。

当所希望冲激响较长，且不仅仅是对自适应回波消除时，本发明的滤波器可用于不同的连接。当然，IIR滤波器的数目既可以多于也可以少于四个，如例中所表明的那样。FIR和IIR滤波器的执行过程也可以不同于从这些例中所示，两者都不必将输入信号延迟至IIR滤波器。然而，延迟导至理想冲激响应的第一部分单独由FIR滤波器产生，响应的第二部分单独由递归滤波器部分产生。