应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路

摘要

本发明属于集成电路设计领域，公开了应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路。本发明包括：误差放大器和缓冲电路，用于生成环路控制电压；多输出电流控制型反馈网络，用于修调反馈电压；控制电流产生电路，用于产生电流阵列；功率电路，用于驱动负载。本发明有以下两种优点。第一，电流网络修调电路位于反馈电压节点与地中间，不干净的电源电压的噪声会被环路带宽抑制，从而不会影响输出的PSRR指标；第二，控制电流电路产生线性电流既简单又便捷，可避免传统反馈修调电阻串因为除法非线性而难以设计的问题。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，具体涉及应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路。

背景技术

在集成电路设计领域中，LDO(低压差线性稳压器)是非常核心的一种芯片。LDO主要用于系统级的电源模块，用于给其他模块提供安全可靠的电源电压。为了满足系统越来越苛刻的低噪声性能需求，人们希望LDO提供的电源电压能尽量“干净”，即LDO要有很高的PSRR(电源抑制比)指标。同时，基于低成本考虑，LDO需要设计为多输出模式来适应多种电压需求，所以基于多电压输出功能的低噪声LDO芯片成为了新的设计热点。

在设计多输出模式时，常用的是电阻网络修调电路。为了方便设计电阻串，只能选择改变反馈电压与输出电压之间的电阻，这样才能形成线性关系。若选择改变反馈电压与地之间的电阻，则是除法关系，无法形成有效的线性关系，这在多输出中使得电阻网络规模极大，无法实现预期的设计功能。

若选择改变反馈电压与输出电压之间的电阻，设计变得很简便且高效，但是它带来了另外一个严重的问题，即电源电压会越过环路控制，对输出的PSRR(电源抑制比)产生直接影响。

在LDO的负反馈环路控制模式下，LDO输出的PSRR值在带宽内近似等于环路增益，所以可以控制输出的PSRR。通过这种原理，可以利用不同技术将其PSRR提升到想要的水平。

然而，在多输出电阻网络修调模式下，需要用不干净的电源电压去修调电阻，而这个电阻正好位于反馈电压与输出电压之间，这使得环路控制失效，电源电压可以直接影响输出，使得输出的PSRR值降低。

综上所述，在多输出以及高PSRR需求下，传统的多输出LDO芯片采用的电阻网络修调设计难以解决输出受电源电压直接影响的难题。

发明内容

为了克服现有采用电阻网络修调架构LDO难以解决输出受电源电压直接影响的难题，本发明提供了应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路。

本发明舍弃了传统的采用电阻网络修调电路来控制输出电压的架构，利用电流网络修调电路来控制输出电压。设计的电流网络修调电路位于反馈电压节点与地中间，控制电压引入的电源电压噪声会重新被环路带宽抑制，因此输出的PSRR指标不会被影响；对比传统电阻网络修调电路，电流网络修调电路需要的控制电流更加容易设计，这可避免传统反馈修调电阻串因为除法非线性而难以设计的问题。对本设计的具体描述如下：

应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路，包括误差放大器和缓冲电路，多输出电流控制型反馈网络，控制电流产生电路，功率及负载电路，

所述的误差放大器和缓冲电路包括误差放大器EA和缓冲器BF，误差放大器EA的输入负极接基准电压源信号VBG，误差放大器EA正极接电压反馈信号VFK，误差放大器EA用于放大基准信号与反馈信号的电压差值，误差放大器EA的输出接缓冲器BF的输入，缓冲器BF的输出用于驱动功率管；

所述的多输出电流控制型反馈网络包括电阻Ra和电阻R1以及电流源DCI2、DCI3直到DCIn，其中n为可调的自然数；电阻Ra正极接PMOS功率管P1的漏极，电阻Ra负极接电阻R1的正极，产生电压反馈信号VFK，电阻R1的负极接地GND，电流源DCI2的负极接地GND，电流源DCI2的正极接电阻R1正极，电流源DCI3的负极接地，电流源DCI3的正极接电阻R1正极，电流源DCIn的负极接地GND，电流源DCIn的正极接电阻R1正极；

所述的控制电流产生电路包括PMOS管P2、P3直到P(n+1)，电流源DI2、DI3直到DIn，以及电流源DCI1，开关K1、K2直到K(n-1)，其中n为可调的自然数，电流源DCI1的负极接地GND，电流源DCI1的正极接PMOS管P2漏极，PMOS管P2漏极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P2源极接电源电压VDD；电流源DI2的负极接地GND，电流源DI2的正极接开关K1的负极，开关K1的正极接PMOS管P3漏极，PMOS管P3栅与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P3源极接电源电压VDD；电流源DI3负极接地GND，电流源DI3正极接开关K2的负极，开关K2的正极接PMOS管P4漏极，PMOS管P4栅极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P4源极接电源电压VDD；电流源DIn负极接地GND，电流源DIn正极接开关K(n-1)的负极，开关K(n-1)的正极接PMOS管P(n+1)漏极，PMOS管P(n+1)栅极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P(n+1)源极接电源电压VDD；

所述的功率及负载电路包括PMOS功率管P1和电阻Rout，PMOS管P1源极接电源电压VDD，PMOS功率管P1漏极接电阻Ra正极，电阻Rout是负载电阻，电阻Rout正极接电阻R1正极，电阻Rout负极接地GND；

进一步的，所述的控制电流产生电路的电阻R1上流过的电流I1等于电流源DCI1电流，电流源DCI2上流过的电流I2等于电流源DI2电流，电流源DCI3上流过的电流I3等于电流源DI3电流，依此类推，电流源DCIn上流过的电流In等于电流源DIn电流，n为自然数。

进一步的，所述的PMOS功率管P1为标准功率MOS管，PMOS管P2、P3直到P(n+1)为普通的PMOS管，阈值电压大于0V，其中n为自然数。

进一步的，所述的电阻R1与电阻Ra为片上集成的栅极电阻。

进一步的，所述的电流I2、电流I3直到电流In，与I1均是线性关系，其中n是自然数。

与现有技术相比，本发明具有如下有益的技术效果：

第一，电流网络修调电路位于反馈电压节点VFK和地GND之间，不干净的电源电压噪声会被环路带宽控制，从而不会影响输出的PSRR指标；

第二，控制电流电路产生线性电流很方便，所以避免了反馈修调电阻串因为除法非线性而难以设计的问题。

本发明的反馈网络应用于多电压输出LDO芯片设计之中，可简单方便地解决电源影响输出PSRR的难题。

附图说明

图1是传统电阻反馈LDO结构示意图；

图2是传统多电压输出LDO的设计方法示意图；

图3是本发明实施例应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步的说明，但是所做示例不作为对本发明的限制。

如图1所示的传统电阻反馈LDO结构示意图，系统包括误差放大器和缓冲电路，电阻反馈网络。误差放大器和缓冲电路包括误差放大器EA和缓冲器BF，误差放大器的输入负极接基准电压源信号VBG，误差放大器正极接电压反馈信号VFK，误差放大器用于放大基准信号与反馈信号的电压差值。误差放大器的输出接缓冲器的输入，缓冲器的输出用于驱动功率管。两个电阻产生的反馈电压，使得环路处于电压负反馈状态。这种结构简单高效，但是它不能满足多种电压输出要求。

如图2所示的是传统多电压输出LDO的设计方法示意图，包括误差放大器和缓冲电路，多输出电阻反馈网络，控制电路。控制电路根据输出电压需求产生相应控制电压，然后控制电阻网络修调电路来达到不同的电阻比值。这种方法很简单，但是面临着电源噪声越过环路控制直接影响输出的缺点，同时电阻串也会因为除法非线性而难以设计。

图3所示的是本发明实施例的应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路示意图，这个结构不是通过不同的电阻比值来改变输出电压，而是改变电阻中流过的电流来调整输出电压。这样做的好处是，所有修调动作都是在电压反馈信号VFK和地GND之间进行，也就是说输出电压的PSRR指标会被环路控制，不会发生噪声失控的情况；第二，线性电流可以通过简单的电流镜电路实现，简单易行。

应用于多电压输出低噪声LDO的电流网络修调电路，所述电路包括误差放大器和缓冲电路，多输出电流控制型反馈网络，控制电流产生电路，功率及负载电路；

所述的误差放大器和缓冲电路包括误差放大器EA和缓冲器BF，误差放大器EA的输入负极接基准电压源信号VBG，误差放大器EA正极接电压反馈信号VFK，误差放大器EA用于放大基准信号与反馈信号的电压差值，误差放大器EA的输出接缓冲器BF的输入，缓冲器BF的输出用于驱动功率管；

所述的多输出电流控制型反馈网络包括电阻Ra和电阻R1以及电流源DCI2、DCI3直到DCIn，其中n为可调的自然数；电阻Ra正极接PMOS功率管P1的漏极，电阻Ra负极接电阻R1的正极，产生电压反馈信号VFK，电阻R1的负极接地GND，电流源DCI2的负极接地GND，电流源DCI2的正极接电阻R1正极，电流源DCI3的负极接地，电流源DCI3的正极接电阻R1正极，电流源DCIn的负极接地GND，电流源DCIn的正极接电阻R1正极；

所述的控制电流产生电路包括PMOS管P2、P3直到P(n+1)，电流源DI2、DI3直到DIn，以及电流源DCI1，开关K1、K2直到K(n-1)，其中n为可调的自然数，电流源DCI1的负极接地GND，电流源DCI1的正极接PMOS管P2漏极，PMOS管P2漏极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P2源极接电源电压VDD；电流源DI2的负极接地GND，电流源DI2的正极接开关K1的负极，开关K1的正极接PMOS管P3漏极，PMOS管P3栅与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P3源极接电源电压VDD；电流源DI3负极接地GND，电流源DI3正极接开关K2的负极，开关K2的正极接PMOS管P4漏极，PMOS管P4栅极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P4源极接电源电压VDD；电流源DIn负极接地GND，电流源DIn正极接开关K(n-1)的负极，开关K(n-1)的正极接PMOS管P(n+1)漏极，PMOS管P(n+1)栅极与PMOS管P2栅极相接，PMOS管P(n+1)源极接电源电压VDD；

所述的功率及负载电路包括PMOS功率管P1和电阻Rout，PMOS管P1源极接电源电压VDD，PMOS功率管P1漏极接电阻Ra正极，电阻Rout是负载电阻，电阻Rout正极接电阻R1正极，电阻Rout负极接地GND；

进一步的，所述的控制电流产生电路的电阻R1上流过的电流I1等于电流源DCI1电流，电流源DCI2上流过的电流I2等于电流源DI2电流，电流源DCI3上流过的电流I3等于电流源DI3电流，依此类推，电流源DCIn上流过的电流In等于电流源DIn电流，n为自然数。

进一步的，所述的PMOS功率管P1为标准功率MOS管，PMOS管P2、P3直到P(n+1)为普通的PMOS管，阈值电压大于0V，其中n为自然数。

进一步的，所述的电阻R1与电阻Ra为片上集成的栅极电阻。

进一步的，所述的电流I2、电流I3直到电流In，与I1均是线性关系，其中n是自然数。

在初始状态，输出电压VOUT＝VBG*(Ra+R1)/R1。进行输出电压切换时，基准电流源DCI1通过PMOS镜像电流源电路以及开关阵列产生电流DI2、DI3直到Din中想要的组合电流，被选中的电流支路通过镜像电流源改变流过电流Ra的电流，从而改变输出电压。