具有提高的电压调节精度的用于初级受控的开关电源的控制电路以及初级受控的开关电源

摘要

本发明涉及一种用于初级侧受控的开关电源的控制电路，用于调节初级受控的开关电源的输出功率。此外本发明还涉及一种用于运行这种类型的开关电源的方法和对应的开关电源。所述控制电路包括：控制输出端(B)，其与开关电源的初级侧的开关(Q1)的控制输入端相连；电压测量输入端(U)，其为了采集根据次级侧的输出电压被感应的辅助电压而与变压器(200)的初级侧的辅助绕组(L4)相连；采样保持元件(SuH，SuH1)，用于采集辅助电压；和误差放大器(202)，用于将所采集的辅助电压与参考值(Vref2)比较并且用于放大在所采集的辅助电压和参考值之间的偏差。所述控制电路(IC2)还具有用于将误差放大器(202)的输出信号反馈到电压测量输入端(U)上的反馈支路。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于初级侧受控的开关电源的控制电路，其用于调节初级受控的开关电源的输出功率。本发明特别地涉及在初级受控的如下的开关电源中的控制电路，该开关电源具有初级侧的开关和带有至少一个辅助绕组的变压器。在辅助绕组中通过初级侧的切换过程感应出电压脉冲，该电压脉冲可以被用于调节输出功率。此外，本发明还涉及一种用于运行这种类型的开关电源的方法以及一种对应的开关电源。

背景技术

开关电源在大量电子设备中被使用，用以从电网电压中产生为了对电子组件供电所必需的低压直流电压。在此，开关电源相对于具有电网变压器的传统的电源在最多的应用情况中得以实现，因为其从一定的功率级别起就具有更好的效率并且特别只有小的位置需求。该小的位置需求首先对移动应用是有重要意义的并且可以归因于是对高频率的交流电而不是对电网电压进行变换，该高频率的交流电例如可以是位于20kHz至200kHz而不是50Hz或60Hz的电网频率。因为变压器所要求的匝数与频率成反比地下降，由此使得铜耗显著减小，并且整个变压器变得明显更小。

为了优化效率，公知有特别是初级开关式(getaktete)开关电源，其中，根据在电源的次级侧上所施加的负载来调整在高频变压器的初级侧上通过开关(例如双极性晶体管)所产生的频率，以避免高频变压器的饱和。例如，通过如下实现对于这种调整所要求的反馈：将在辅助绕组上测取的电压用作调节参数。这样的调节方法例如在欧洲专利文献EP1146630B1中示出。在该专利中描述的、用于调节开关电源的输出电流和/或输出电压的方法包括，利用每个脉冲将相等的能量加载到变压器中。

分别在断开开关的一个固定时间之后，利用采样保持元件(Sample-and-Hold-Element，S&H元件)采集并且存储在辅助绕组上的电压。

然而，该方法的缺陷是，采样时刻对于调节特性是有大的意义的并且在辅助绕组上的电压脉冲的形式极大地受到诸如输入电压、干扰大小等不同运行参数的影响。这意味着，固定地设置的对于采样时刻的值极大限制了这样调节的开关电源的灵活性和应用广度。

因此开发了改进的调节电路，用于调节初级受控的开关电源的输出功率，其使得在同时提高关于运行参数的灵活性的情况下的改进的调节是可能的。例如在德国专利文献DE10310361B4中示出的该调节电路基于如下思路：根据在前面的切换周期期间在辅助绕组上的电压脉冲的持续时间确定采样时刻。

图1示出了按照专利文献DE10310361B4示出的具有调节电路IC1的开关电源的电路图，其中，为了补偿在输出导线上的电压降，设置了三个额外的组件，即，二极管D15、电阻R110和电容C21。

以下详细解释该电路的工作原理：当接通了初级侧的开关Q2时，在变压器100的辅助绕组L8的引脚1上产生负的电压，其与在初级侧的变压器绕组L6上的电压成比例。电阻R110将该电压转换为通过电阻R105流动到电容器C21中的电流。

当初级侧开关Q2断开时，在绕组L8的引脚1上产生正的电压。其通过二极管D15被截止，从而没有电流能够通过电阻R10流动并且因此电容器C21被充电。

因为控制电路IC1总是在初级侧绕组L1中的相同电流的情况下断开初级侧开关Q2，因此晶体管Q2的接通持续时间与在接通状态下初级侧绕组L6上的电压成反比。成立：

$U=L·\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dt}}$

$\Rightarrow t=L·\frac{I_{\max }}{U}$

L＝常数，并且I_max＝常数，得到

$t~\frac{1}{U}$

由此，在辅助绕组L8的引脚1上的负的电压和负的脉冲的持续时间的乘积不依赖于在初级侧的绕组L6上的电压。也就是成立：

因为在辅助绕组L8上的电压比在二极管D15上降落的电压大很多，并且也比在电容器C21上降落的电压大很多，所以成立：通过电阻R110的电流大致与在辅助绕组L8上的电压成比例。

由此，该电路的功能在接通状态下不依赖于在初级侧绕组L6上的电压，并且利用每个切换脉冲(Schaltpuls)将相等的电荷传输到电容器C21上。但是因为开关频率随着负载增加被放大，所以电容器C21的充电电流也随着负载增加而上升。

电容器C21通过电阻R105和R106以及辅助绕组L8的串联电路被放电。因为在辅助绕组L8上的电压的平均值为0V，所以在电容器C21上的电压必须随着充电电流增加而上升，由此保持在充电电流和放电电流之间的平衡。根据下式计算放电电流：

因为电容器C21与控制电路IC1的电压调节输入端U上的分压器串联(电阻R105上的负的电位)，所以在引脚U上的电压减小电容器C21上的电压。通过提高传输的功率，直到在引脚U上的电压达到调节值，公知的组件IC1平衡这点。

由此，在大的负载的情况下输出电压被提高，而在空载时几乎保持不变。原因是，在空载时开关频率是如此小，使得在电容器C21上的电压几乎为0V。

图1示出的公知电路的缺陷是，其在小的负载的情况下具有比在大的负载的情况下更低的效率。因此在输出导线上的电压降只能部分地被均衡。另一方面在输出特征曲线中具有如下区域：在该区域中电压随着负载增加而上升。而这是不期望的。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，提出一种用于初级侧受控的开关电源的控制电路，由此可以提高电压调节的精度，并且同时可以成本特别低并尽可能集成地制造。

本发明通过一种具有独立权利要求的特征的控制电路和对应的方法解决上述技术问题。优选的扩展是从属权利要求的内容。

在此，本发明基于如下知识：借助误差放大器()的输出信号到电压测量输入端的反馈，在ASIC(特定于应用的集成电路)中集成的特别简单的电路与外部的电容器以及已经存在的外部的分压器一起，可以实现输出电压的取决于输出电流的无级可调的斜率。以这种方式，输出电压更少受到施加的负载的影响并且可以最小化在输出导线上的电压降的影响。通过在ASIC中的可集成性还可以节省成本。

在本发明的一种优选实施方式中，反馈支路包括反馈开关和至少一个与反馈开关串联的电阻。该开关例如可以通过场效应晶体管来构成。

此外，这样控制反馈开关，使得如果消磁信号指示在变压器中没有电流流过，则其导通。由此，当误差放大器具有正的输出信号时，电容器可以被充电，而不会影响采集辅助电压的采样保持电路的功能。以有利方式，控制开关总是当电压测量输入端上的电压低于预先给出的参考值时被接通，并且当初级侧的开关被断开时又被断开。以这种方式，输出电压在大的负载电阻的情况下仅较少地被提高，而在小的负载电阻的情况下被大大提高。

通过利用少数几个外部组件的布线和它们的相应匹配，可以无级地与相应的要求匹配电压提高的高度。

按照本发明的解决方案的一个特别的优点在于，通过匹配这些外部组件，通过外部布线既可以将如上所述效率的强度，也可以将频率特性最佳地与要求匹配。但是，因为可以在集成电路中实现所有的主要组件，所以仅需少数几个外部的组件。此外，按照本发明的控制组件不需任何附加引脚，因为通过电压调节器的、本来就要求的测量输入端即可以实现期望的功能。

因为在按照本发明的电路中通过集成电路的控制输出端采集在变压器中的最大电流，所以在不同的运行电压的情况下通过识别的和初级侧的开关的延迟时间导致的误差，不能象通常的那样通过小的取决于运行电压的电流到测量信号的耦合(Aufkoppeln)来补偿。因此在按照本发明的开关电源的一种有利的实施方式中，安装附加的变压器绕组，其由于非常小的匝数(典型地为仅几匝)尽管要求的数mA的电流却仅导致非常小的功率损失。通过该附加的辅助绕组和与之串联的电阻，可以这样降低在高的输出电压情况下的最大电流，使得形成几乎不取决于输入电压的输出电流限制。

作为替换，当然还可以，以通常的方式利用在集成组件上的单独的电流采集输入端来实现相同的功能。然而集成组件由此更大并且更贵。

按照具有根据本发明的控制电路的、初级侧受控的开关电源的另一种优选实施方式，从误差放大器的输出端导出的电压与比较器上的电压叠加，用于最大电流识别。由此，最大电流在误差放大器的输出电压上升的情况下下降。因为误差放大器在空载时具有最高的输出电压，而该输出电压在低于电压调节范围的输出电压的情况下大约为0V，所以在小负载情况下通过初级侧开关流动的最大电流被减小了。

该解决方案具有以下优点：在小负载的情况下开关频率增加，并且由此可以对负载变换快速响应。可以简化将调节放大器的输出电压转换为休止时间(Pausendauer)的电压-时间-转换元件，因为其只须产生不太长的最大时间。最后，在小负载的情况下变压器中的通量密度(Flussdichte)下降并且减小或者甚至完全避免可听得见的噪声。

附图说明

为了更好理解本发明，以下借助在附图中示出的实施例详细解释本发明。其中，相同的部件具有相同的附图标记和相同的组件符号。此外，还可以从示出的和描述的不同实施方式中的几个特征或特征组合表示对于独立的、具有发明性的或按照本发明的解决方案。附图中：

图1示出了具有按照DE10310361B4的控制电路和用于补偿在输出导线上的电压降的电路的开关电源的电路图；

图2示出了具有按照本发明的控制电路的开关电源的电路图；

图3示出了在图2中使用的、按照第一实施方式具有固定的电流限制的控制电路的电路图；

图4示出了在图2中使用的、按照另一个实施方式具有可变的电流限制的控制电路的电路图。

具体实施方式

图2示出了按照本发明的控制电路IC2在其应用环境中。开关电源实现与按照DE 10310361B4的在图1中示出的结构类似的控制原理。在此，还与调节输入端U上的分压器串联一个电容器C19。不过与按照图1的装置不同，可以取消二极管D15和电阻R110，如以下还要参考图3和4详细解释的那样。与电阻R103和电容器C19的串联电路并联的电阻R102用于调节特性与相应需求的匹配，但是必要时也完全可以取消。

图3示出了图2中的按照第一实施方式的控制电路IC2的基本结构。在此，仅示出对于本发明有意义的几个电路部件。

当初级侧的晶体管Q1(参见图2)断开时，在引脚U上、即在电压测量输入端上施加的电压被传输到并且被存储在采样保持元件SuH中。通过误差放大器202，将采样保持元件SuH的输出信号与参考电压Vref2比较并且放大偏差。该误差放大器202的输出信号被传输到电压-时间-转换器TvonU并且确定这样的时刻，在该时刻进行初级侧的开关Q1的下一次接通。该工作方式对应于DE10310361B4中的控制电路的功能。

在按照本发明的控制电路中，提供误差放大器202的输出信号到电压测量输入端U的反馈。在此处示出的实施方式中，通过开关M1、电阻R12和电阻R11形成反馈支路。开关M1例如可以是场效应晶体管。通过将电阻R12集成到电阻R11中，也可以取消电阻R12。然而在这种情况下，采样保持元件SuH必须具有高欧姆的输入端。

总是当在变压器200(参考图2)中没有电流流过时，以及当初级侧的开关Q1接通时，接通开关M1。这就是说，反馈开关M1在电压测量输入端U上的电压低于参考值Vref1时被接通，并且在初级侧的开关Q1被断开时又被断开。

由此，当误差放大器202具有正的输出信号时，在图2中示出的充电电容器C19被充电，而不会影响采样保持元件SuH的功能。误差放大器202的输出电压越高并且其中在变压器200的次级绕组L3中没有电流流过的时间越长，则电容器C19被越强地充电。

在电容器C19上的电压越高，则输出电压越小，因为通过在电容器C19上的电压提高了在引脚U上的电压。这导致，调节使得输出电压下降，直到在采样期间电压测量输入端U上的电压等于参考电压Vref2。

由此，输出电压在大的负载电阻的情况下仅很少被提高，而其在小的负载电阻的情况下被大大提高。通过图2示出的外部电阻R101、R103和必要时的R102的匹配，可以将电压提高的高度无级地与相应的需求匹配。如已经提到的，特别的优点在于，通过外部元件的匹配可以将对频率特性的效率的强度最佳地与相应的需求匹配。

以下参考图2和3从另一个角度解释按照本发明的控制电路。因为在该电路中通过控制电路IC2的控制输出端B采集在变压器200中的最大的电流，所以不再能够通过小的取决于运行电压的电流到测量信号的耦合来进行对通过在不同的运行电压的情况下的识别和晶体管Q1的延迟时间所导致的误差的补偿。为了克服该问题，在按照本发明的开关电源中设置附加的变压器绕组L5。该附加的变压器绕组只有小的匝数，典型地是单匝。由此尽管所需的数mA的电流，其仅造成非常小的开关电源功率损失。

借助附加绕组L5和与之并联的电阻R97，可以减少在高的输出电压情况下的最大电流，使得可以达到几乎不取决于输入电压的输出电流限制。

如已经提到的，当然还可以，利用在控制组件IC2上的单独的电流采集输入端实现该功能，然而导致更大的尺寸和更高的成本。

图4示出了按照本发明的控制电路的另一种优选实施方式。在该控制电路中与图3的实施方式相反(在图3的实施方式中固定提供电流限制)，提供可变的电流限制。

按照该实施方式，利用分压器R16、R15将从误差放大器202的输出端导出的电压与比较器204上的电压重叠，用于最大电流识别。由此，在误差放大器202的输出电压上升的情况下最大电流下降。因为误差放大器202在空载时具有最高的输出电压，而该输出电压在低于电压调节范围的输出电压的情况下为0，所以在小负载的情况下减小了通过开关Q1流动的最大电流。

如已经提到的，该方法具有以下优点：在小负载的情况下开关频率增加，并且由此可以对负载变换快速响应。此外，可以简化将误差放大器202的输出电压转换为休止时间的电压-时间-转换元件TvonU，因为其只须产生不太长的最大时间。最后，在小负载的情况下变压器中的通量密度下降并且减小或者甚至完全避免可听得见的噪声。

也就是说，按照本发明的控制电路以及对应的初级侧被调节的开关电源允许电压调节的高精度和在输出导线上的电压降的补偿。此外，按照本发明的解决方案的主要组件可以被集成在一个ASIC中并且只需少数几个外部组件。可以这样确定电容器C19以及已经存在的分压器的尺寸，使得输出电压的、依赖于输出电流的上升与需求匹配。