MIMO解码的天线选择和软解映射

摘要

MIMO解码器配置成获得信道矩阵，并且生成信道矩阵的厄米转置。生成信道矩阵的厄米转置与信道矩阵之积，以便提供具有多个对角元素的第一乘积。生成第一乘积的对角元素的子矩阵逆，以便提供对角矢量。根据对角矢量，天线层从多个天线层中选择，并且表示为给定处理迭代所选的天线层。所选天线层将优选地对应于具有最低逆信道增益的天线层。生成沿对应于所选天线层的行的第一乘积的子矩阵逆，以便提供行矢量。生成行矢量与信道矩阵的厄米转置之积，以便提供逆信道增益矢量。

说明书

技术领域

本申请要求2006年12月1日提交的美国临时申请序号60/868176的权益，通过引用将其公开完整地结合到本文中。

本发明涉及无线通信，并且具体来说，涉及增强的多输入多输出解码。

背景技术

无线通信在现代社会已经普遍存在，而随着对带宽的不断增加的需求，对于增加无线通信系统中的有效带宽存在极大压力。一种用于增加无线通信系统中的带宽的技术是采用空间分集，其中不同的数据流从多个发射天线传送到接收装置的多个接收天线。数据流可从具有单个天线的不同装置、从具有多个天线的单个装置或者它们的任何组合来传送。使用多个发射天线和多个接收天线的系统一般称作多输入多输出(MIMO)系统。

某些MIMO系统配置成采用空间复用，其中不同的数据流使用相同的通信资源(如特定载波或子载波)同时传送。虽然各数据流仅从一个发射天线传送，但是所有数据流均在多个接收天线的每个处接收。不同的数据流通过不同路径进行传播，并且当它们从相应发射天线传送到接收天线时趋向于相互干扰。因此，所有传送数据流的不同聚合在每个接收天线处接收。

为了从在每个接收天线处接收的聚合信号恢复最初传送的数据流的每个，接收装置采用MIMO解码器。MIMO解码器本质上处理聚合信号，以便提取最初传送的数据流的每个。这个提取过程计算量很大，并且涉及大量矩阵运算，例如矩阵加法、减法、除法、求逆等。使问题进一步复杂化，这些计算实际上是迭代的，并且一般需要对于每个传送的数据流基于逐个符号来提供。

虽然无线系统预计提供更高的性能以满足消费者需求，但是设备提供商处于服务提供商和消费者要求以更低成本提供性能增强的连续压力之下。然而，计算能力和成本直接相关。由于MIMO解码是MIMO接收器中的最大计算量过程其中之一，所以需要一种降低MIMO解码器所提供的提取过程的计算复杂度的技术。还需要降低计算复杂度而没有负面影响MIMO接收器的整体性能。

发明内容

本发明涉及用于MIMO无线通信系统的MIMO解码器中的实际有效的天线选择。经由多个天线接收的信号由预解调电路来处理，以便提供MIMO解码器使用的所接收符号。信道估计电路配置成提供信道矩阵的信道相关信息，信道矩阵由MIMO解码器使用，并且包括与MIMO无线通信系统中的不同信道对应的信道转移元素(channel transfer element)。信道矩阵中的信道转移元素的各列对应于多个可用天线层的一个天线层。各天线层与从不同发射天线传送的传送的数据流关联。MIMO解码器配置成获得信道矩阵，并且生成信道矩阵的厄米转置。生成信道矩阵的厄米转置与信道矩阵之积，以便提供具有多个对角元素的第一乘积。

生成第一乘积的对角元素的子矩阵逆，以便提供对角矢量。根据对角矢量，从多个天线层选择天线层。所选天线层表示对于MIMO解码器中的给定处理迭代所选的天线层。所选天线层将优选地对应于具有最高信号干扰和噪声比或者最低逆信道增益的天线层。此外，生成沿对应于所选天线层的行的第一乘积的子矩阵逆，以便提供行矢量。生成行矢量与信道矩阵的厄米转置之积，以便提供逆信道增益矢量，它由MIMO解码器的其它功能用于帮助恢复每个天线层的传送数据。

本发明允许不同的天线层同时采用不同类型的调制。正如所示，对角矢量表示可与相应天线层的逆信道增益相关的多个对角元素。MIMO解码器可配置成确定每个天线层的调制类型，并且根据用于每个天线层的调制类型规格化对角矢量的对角元素。对角元素的规格化补偿与不同的调制类型关联的信道增益的固有可变性。在这种情况下，天线层根据规格化对角矢量来选择。

在本发明的另一个实施例中，提供用于MIMO无线通信系统的MIMO解码器中的实际有效的软解映射。经由多个天线接收的信号由预解调电路来处理，以便提供MIMO解码器使用的所接收符号。MIMO无线通信系统支持多个天线层。各天线层与从不同发射天线传送的传送数据流关联。在一个实施例中，为给定调制类型提供具有与可能的候选符号与多个可能的候选符号的每个位的最接近竞争符号之间的距离对应的距离信息的查找表。如果不同的天线层采用不同的调制类型，则查找表可包括各调制类型的对应距离信息。MIMO解码器将获得最大似然解中提供的并且与MIMO无线通信系统的每个天线层对应的多个候选符号。第一候选符号从多个候选符号中选择，其中第一候选符号与查找表中提供的候选符号的第一可能候选符号对应。从查找表获得第一可能候选符号的每个位的距离信息。将第一候选符号的每个位的似然标记(likelihood indicium)确定为对于每个位获得的距离信息的函数。给定位的似然标记指示给定位的值是逻辑1还是逻辑0的可能性。

通过阅读以下结合附图对优选实施例的详细描述之后，本领域的技术人员将会理解本发明的范围以及认识其附加的方面。

附图说明

结合在本说明书中并形成其一部分的附图示出本发明的若干方面，并且连同描述一起用于说明本发明的原理。

图1是根据本发明的一个实施例的MIMO通信环境的框图表示。

图2是根据本发明的一个实施例的接收器的框图表示。

图3是根据本发明的一个实施例的MIMO解码器的框图表示。

图4是示出根据本发明的一个实施例的天线层选择功能的操作的逻辑流程图。

图5示出根据本发明的一个实施例的正交相移键控(QPSK)符号星座。

图6是示出根据本发明的一个实施例的软解映射功能的第一实施例的操作的逻辑流程图。

图7是示出根据本发明的一个实施例的软解映射功能的第二实施例的操作的逻辑流程图。

具体实施方式

下面提出的实施例代表使本领域的技术人员能够实施本发明的必要信息，并且说明实施本发明的最佳模式。通过按照附图阅读以下描述，本领域的技术人员将会理解本发明的概念，并且将认识到本文中没有具体提出的这些概念的应用。应该理解，这些概念和应用落入本公开以及所附权利要求书的范围。

虽然本发明的概念可用于各种通信系统，但是这些概念特别适用于通常称作WiMAX标准的IEEE 802.16标准。如图1所示，MIMO系统10将采用多个发射天线TA_n和多个接收天线RA_m以促进通信，其中n和m分别表示发射天线和接收天线的数量。一般来说，MIMO系统10的不同接收天线RA_m与给定接收终端12的单个接收器RX耦合。如图所示，多个传送终端14的每个可具有一个发射器TX_n和关联发射天线TA_n，其中多个传送终端14合作提供与接收终端12的MIMO通信。在其它实施例中，单个传送终端14可具有并且使用多个发射天线TA_n来支持与接收终端12的MIMO通信。

MIMO系统10采用多个发射天线TA_n在实质上相同的时间向不同的接收天线RA_m传送不同的数据流TD_n，同时使用相同的无线资源、如载波或正交频分复用(OFDM)子载波。在操作中，第一发射天线TA₁使用所选无线资源来传送第一数据流TD₁，第二发射天线TA₂使用相同的无线资源来传送第二数据流TD₂等，依此类推。由于数据流TD_n在实质上相同的时间使用相同的无线资源来传送，所以数据流在向接收天线RA_m传播时趋向于以各种方式相互组合并且相互干扰。因此，各接收天线RA_m将接收不同的接收信号RS_m，其中的每个表示从不同发射天线TA_n传送的所有数据流TD_n的唯一合成。将合成信号提供给接收器RX供处理，正如下面将进一步描述。

任一个发射天线TA_n与任一个接收天线RA_m之间的有效通信路径往往称作信道。各信道与转移函数h关联，转移函数h表示特定信道对传送数据流TD_n具有的影响。如图所示，存在两个发射天线TA₁、TA₂和两个接收天线RA₁、RA₂，它们使用四个信道。表示各信道的转移函数h_tr，其中t和r对于给定信道分别标识对应的发射天线TA₁、TA₂和接收天线RA₁、RA₂。因此，发射天线TX₁和接收天线RA₂之间的信道具有转移函数h₁₂。

如上所述，每个所接收信号RS_m是所有传送数据流TD_n的唯一合成，并且具体来说，每个所接收信号RS_m是按照对应信道的转移函数h_tr的所有传送数据流TD_n的唯一合成。所接收信号RS_m一般在数学上表示如下：$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{RS}}_1=h_{11}{\mathrm{TD}}_1+h_{21}{\mathrm{TD}}_2+...h_{n1}{\mathrm{TD}}_n\\ {\mathrm{RS}}_2=h_{12}T{D}_1+h_{22}{\mathrm{TD}}_2+...h_{n2}{\mathrm{TD}}_n\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{RS}}_m=h_{1m}{\mathrm{TD}}_1+h_{2m}{\mathrm{TD}}_1+...h_{\mathrm{nm}}{\mathrm{TD}}_n\end{array}\right)$以及以矩阵形式表示为所接收信号矢量：$\overrightarrow{r}=H\overrightarrow{t}$其中：传送数据流TD_n可由矢量$\overrightarrow{t}=[{\mathrm{TD}}_1,{\mathrm{TD}}_2,...{\mathrm{TD}}_n]$来表示；所接收信号RS_m可表示为矢量$\overrightarrow{r}=[{\mathrm{RS}}_1,{\mathrm{RS}}_{2,}...{\mathrm{RS}}_n]$；以及MIMO系统的整体转移函数可通过矩阵形式表示为：$H=\left(\begin{array}{cccc}{h}_{11}& h_{21}& ...& h_{n1}\\ h_{12}& h_{22}& ...& h_{n2}\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ h_{1m}& h_{2m}& ...& h_{\mathrm{nm}}\end{array}\right)$

接收器RX的目标是根据在每个接收天线RA_m处接收的所接收信号RS_m来恢复最初传送的数据流TD_n的每个。接收器可使用已知信道估计技术来确定每个有关信道的信道转移函数h_tr，并且创建MIMO系统的适当信道矩阵H。由于接收器RX具有所接收信号矢量和整体信道矩阵H，所以接收器RX可易于确定所传送数据矢量，并且因而确定每个传送数据流。具体来说，因为$\overrightarrow{r}=H\overrightarrow{t},$所以求解所传送数据矢量提供：$\overrightarrow{t}=H^{-1}\overrightarrow{r},$其中所接收信号矢量和信道矩阵H为已知，以及H^-1是信道矩阵H的Moore-Penrose伪逆。这个过程相当于使用矩阵运算采用X或更多方程来估计X个未知变量。要注意，所计算的传送数据矢量的各元素对应于最初传送的数据流TD_n之一中的符号。因此，一旦计算出传送数据矢量，则每个最初传送的数据流TD_n的符号是可得到的。

参照图2，示出接收器RX的基本体系结构连同两个接收天线RA₁、RA₂。本领域的技术人员会知道，接收器RX可与任何数量的接收天线关联。接收信号RS₁、RS₂分别在接收天线RA₁、RA₂接收，并且由预解调电路16处理，以便恢复来自在其上最初调制符号的载波或子载波的每个接收信号RS₁、RS₂的接收符号。对于任何给定周期，预解调电路16将提供每个接收信号RS₁、RS₂的接收符号。每个接收符号表示从每个发射天线TA₁、TA₂传送的多个符号的合成。从每个接收信号RS₁、RS₂所恢复的接收符号被提供给MIMO解码器18。此外，预解调电路16还将信息提供给信道估计电路20，它确定发射天线TA₁、TA₂与接收天线RA₁、RA₂之间的对应信道的转移函数h_tr。

配备有对应信道的转移函数h_tr，MIMO解码器18可生成整体信道矩阵H及其Moore-Penrose伪逆(H^-1)。如果接收信号矢量由来自接收信号RS₁、RS₂的接收符号组成，则MIMO解码器18可通过根据以上推导公式$\overrightarrow{t}=H^{-1}\overrightarrow{r}$将信道矩阵的Moore-Penrose伪逆(H^-1)与接收信号矢量相乘，来确定传送数据矢量。由于接收信号矢量的元素是接收符号，所以传送数据矢量包含最初传送的符号，它们从每个发射天线TA₁、TA₂传送。

根据在发射器TA₁、TA₂处使用的符号级调制的类型将恢复的符号解映射成对应位。符号级调制可对应于正交相移键控(QPSK)、任何阶正交幅度调制(QAM)和任何基于星座的调制。重要的是，本发明支持由不同发射器TX₁、TX₂同时使用相同或不同类型的符号级调制。例如，发射器TX₁可采用QPSK调制，而发射器TX₂采用16-QAM或64-QAM解调。作为另一个示例，发射器TX₁可采用16-QAM调制，而发射器TX₂采用64-QAM调制。与符号级调制无关，本发明的MIMO解码器18能够有效地恢复相应符号并且将符号解映射到对应位，正如下面将更详细地进行描述。将所恢复的位传递给与始发发射器TX₁、TX₂关联的解调后处理器22供进一步处理，这是本领域的传统方式。

现在根据本发明的一个实施例来提供MIMO解码器18的基本功能块的概述。如图3所示，MIMO解码器18可包括天线层减缩功能24、天线层选择功能26、子集选择功能28、最大似然解功能30和软解映射功能32。MIMO解码器18的这些功能的一部分相对于称作天线层的概念进行工作。由上所述，所有传送数据流TD_n存在于每个接收信号RS_m中。给定天线层是与单个传送数据流TD_n对应的每个接收信号RS_m的那些部分的逻辑表示。换言之，天线层实际上是给定传送数据流TD_n的每个接收信号RS_m的截面。

天线层减缩功能24和天线层选择功能26以迭代方式相互配合工作。在第一迭代，天线层选择功能26将从所有可用天线层选择与基于整体信道矩阵H的最小逆信道增益(least inverse channel gain)关联的天线层。要注意，与最小逆信道增益关联的天线层直接对应于与最高信号干扰和噪声比(SINR)关联的天线层。天线层选择功能26还将生成所选天线层的逆信道增益矢量。逆信道增益矢量对应于与所选天线层的信道转移函数h_tr对应的矢量的逆。正如下面将进一步描述，子集选择功能28通过将逆信道增益矢量与接收信号矢量相乘，将使用逆信道增益矢量来生成第一传送层的所估计的传送符号。天线层减缩功能24将根据所选天线层继续进行第二迭代。

在第二迭代，天线层减缩功能24将从整体信道矩阵H移除与先前所选天线层关联的信道转移函数h_tr，以便生成简化信道矩阵H。在这个示例中，简化整体信道矩阵H有效地移除与先前所选天线层对应的信道转移函数h_tr的列。从其余天线层，天线层选择功能26则将选择与基于简化信道矩阵H的最小逆信道增益关联的另一个天线层。天线层选择功能26还将生成这个新选择的天线层的逆信道增益矢量

对于后续迭代，天线减缩层24将从整体信道矩阵H移除所有先前所选天线层的信道转移函数h_tr，以便生成更进一步简化的信道矩阵H。从其余天线层，天线层选择功能26则将选择与基于简化信道矩阵H的最小逆信道增益关联的又一个天线层。天线层选择功能26还将生成这个新选择的天线层的逆信道增益矢量。这个迭代过程将继续进行，直到已经处理(address)每个天线层。

子集选择功能28还结合天线层选择功能26和天线层减缩功能24以迭代方式进行工作。对于第一迭代，子集选择功能28估计所选天线层的传送符号，其中如上所述，所估计的传送符号表示为。所估计的传送符号可通过按下式将所选层的逆信道增益矢量与接收信号矢量相乘来确定：$\tilde{s}={\overrightarrow{g}}_{\min }\overrightarrow{r}$所选层的逆信道增益矢量对应于表示所选天线层的信道转移函数矢量的信道转移函数h_tr的列的逆。将这些矢量相乘产生所估计的传送符号的单值。给定层的所估计的传送符号是最初从发射天线TA_n的对应一个发射天线传送的符号的初始近似。

在第一迭代期间，子集选择功能28可访问星座参考表，该星座参考表提供所选阶的调制的所有可能的星座点。从可能的星座点，子集选择功能28选择最接近所估计的传送符号的四个最靠近星座点。所选的四个最靠近星座点表示候选符号，并且表示为：和。这些候选符号和是被认为最可能对应于在第一所选天线层中最初传送的符号的四个参考符号。要注意，对于QPSK调制，仅存在四个可能的星座点。因此，所有可能的星座点都是候选符号。

对于第二迭代，从接收信号矢量有效地减去在第一迭代期间选择的第一所选天线层的干扰份额(interference contribution)。理论上，可通过按照下式将第一所选天线层的信道转移函数矢量(信道转移函数的列)与实际传送符号s相乘来估计第一所选天线层的干扰份额：然而，在这里仅已知所估计的传送符号以及根据所估计的传送符号选择的候选符号。相应地，通过按照下式将第一所选天线层的信道转移函数矢量与对应候选符号相乘来估计第一所选层的每个候选符号的干扰份额：因此，按照下式对于为第一所选天线层所识别的每个候选符号来计算第二迭代的简化的接收信号矢量：${\overrightarrow{r}}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{r}}^{\left(1\right)}-\overrightarrow{h}\hat{s}$式中，是第二迭代的接收信号矢量，以及是第一迭代的接收信号矢量。具体来说，由于存在四个候选符号，所以对于第二迭代将存在四个对应简化的接收信号矢量，如下所示：${{\overrightarrow{r}}_1}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{r}}^{\left(1\right)}-{{\overrightarrow{h}\hat{s}}_1}^{\left(1\right)}$${{\overrightarrow{r}}_2}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{r}}^{\left(1\right)}-{{\overrightarrow{h}\hat{s}}_2}^{\left(1\right)}$${{\overrightarrow{r}}_3}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{r}}^{\left(1\right)}-{{\overrightarrow{h}\hat{s}}_3}^{\left(1\right)}$以及${{\overrightarrow{r}}_4}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{r}}^{\left(1\right)}-{{\overrightarrow{h}\hat{s}}_4}^{\left(1\right)}$

对于第二迭代，子集选择功能28使用每个简化的接收信号矢量来估计第二所选天线层的四个传送符号。这通过将第二所选层的逆信道增益矢量乘以每个简化的接收信号矢量来实现，如下所示：${{\tilde{s}}_1}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{g}}_{\min }{{\overrightarrow{r}}_1}^{\left(2\right)}$${{\tilde{s}}_2}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{g}}_{\min }{{\overrightarrow{r}}_2}^{\left(2\right)}$${{\tilde{s}}_3}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{g}}_{\min }{{\overrightarrow{r}}_3}^{\left(2\right)}$以及${{\tilde{s}}_4}^{\left(2\right)}={\overrightarrow{g}}_{\min }{{\overrightarrow{r}}_4}^{\left(2\right)}$所选层的逆信道增益矢量再次对应于表示第二所选天线层的信道转移函数矢量的信道转移函数h_tr的列的逆。

在第二迭代期间，子集选择功能28将再次访问星座参考表，该星座参考表提供所选阶的调制的所有可能的星座点。从可能的星座点，子集选择功能28选择最接近四个所估计的传送符号和的每个的四个最靠近星座点。因此，将存在16个候选符号，表示为：和，其中j＝1至4，并且对应于第二迭代和第二所选天线层的所估计的传送符号之一。

为每个可用天线层提供这个迭代过程。假定仅存在两个天线层，则子集选择功能28将生成第一所选天线层的四个候选符号(和)，并且连同第二所选天线层的16个候选符号(和，其中j＝1至4)一起提供给最大似然解功能30。

给定分层的性质，对于二层情况，来自第一所选天线层的每个候选符号与来自第二所选天线层的四个候选符号的唯一集合关联。这种关联产生16个可能的符号对，其中符号对由来自第一所选天线层的一个候选符号以及来自第二所选天线层的一个符号候选组成。因此，最大似然解码器解功能处理16对候选符号的每个，并且选择最可能对应于最初从两个发射天线TA₁、TA₂所传送的符号对的对。一般来说，最大似然解功能30将每对候选符号与接收信号矢量进行比较，并且确定候选对的哪一个最接近匹配接收信号矢量。将最接近匹配接收信号矢量的候选对选择作为从相应发射天线TA₁、TA₂所传送的符号对，并且称作最大似然解(MLS)。MLS是与候选对或者当存在三个或更多天线层时的组对应的符号的矢量，并且表示为。将MLS矢量提供给软解映射功能32。由于具有最高SINR的天线层可能不是第一天线层，所以MLS矢量中的符号可根据需要来重新排序，以便使它们处于引用实际天线层的顺序。因此，软解映射功能32能够将MLS矢量中的符号与对应天线层关联。

MLS矢量中的各符号与多个位关联，取决于调制的类型和阶数。例如，各QPSK符号表示2位，各16-QAM符号表示4位，而各64-QAM符号表示6位。如上所述，不同的天线层可同时支持不同的调制阶数或类型。软解映射功能32接收MLS矢量，并且处理MLS矢量中的各符号的每个位。对于每个位，软解映射功能32确定位的相对似然是逻辑0还是逻辑1。具体来说，软解映射功能32根据信道矩阵H和MLS矢量来计算这些位的每个的对数似然比(LLR)。给定位的LLR是该位是逻辑0还是逻辑1的可能性的相对度量，它可分别对应于实际的0和1或者-1和1。位的LLR提供MIMO解码器18的输出，并且用于恢复由解调后处理器22根据需要处理的最初传送的位。

由上所述，MIMO解码器18中的各种功能必须执行许多大计算量的数学运算，包括矩阵乘法、求逆、除法和相似运算。具体来说，天线层选择功能26和软解映射功能32往往需要极大的矩阵运算。使这些问题更复杂的是这些功能的迭代处理性质具有指数增加任何给定迭代的计算数量的可能性。本发明的不同实施例显著减小与执行天线层选择功能26和软解映射功能32的功能关联的计算强度。这些实施例可在MIMO解码器18中单独或者结合使用。根据本发明的不同实施例，在计算有效的天线层选择功能26的详细描述之后是计算有效的软解映射功能32。

参照图4，提供根据本发明的一个实施例的天线层选择功能26的功能框图。如上所述，天线层选择功能26的目标是分析信道矩阵H，以及选择具有最小逆信道增益(或最高SINR)的天线层，并且生成所选层的逆信道增益矢量。这个过程以迭代方式提供，其中为各迭代选择不同的天线层。此外，通过移除先前所选天线层的信道转移函数h_tr对于每个后续迭代减小信道矩阵H，如上所述。

继续参照图4，所示操作在对整个或简化信道矩阵H进行操作的单个迭代期间提供。为每个载波或子载波提供这个迭代过程。一旦整个或简化的信道矩阵H可用，则天线层选择功能26将生成信道矩阵H的厄米转置，以便生成转置信道矩阵H’(框100)。然后将信道矩阵H乘以转置信道矩阵H’，以便生成积矩阵[H’H](框102)。这里，在传统天线层选择操作中，为积矩阵[H’H]提供完整矩阵逆。这种操作是计算量极大的。

在本发明的一个实施例中，仅提供积矩阵的对角元素的子矩阵逆，其中部分逆转矩阵(partially inverted matrix)的对角元素形成矢量，该矢量称作对角矢量，表示为(框104)。对角矢量的元素一般对应于相应天线层的逆信道增益。对角矢量可通过一个或多个规格化因子μ来修改(框106)。这些规格化因子从查找表(LUT)提供(框108)，并且对应于信道矩阵H中表示的每个层所采用的调制类型。要注意，例如QPSK、QAM、16-QAM等不同的调制类型与不同的调制增益关联。这些不同增益对信道矩阵H中的信道转移函数h_tr具有直接影响。所产生的影响一般导致某些调制类型始终具有相对于其它调制类型明显更低或更高的逆信道增益或SINR。相应地，天线层选择功能26将使用增益规格化因子μ有效地规格化不同天线层中使用的不同调制类型的影响。

各天线层可采用不同的增益规格化因子μ来补偿。具体来说，不同的增益规格化因子可用于根据在各天线层处所采用的调制类型与对角矢量中的不同对角元素相乘。相应地，如果存在信道矩阵H中表示的三个天线层，则各天线层可采用不同的调制类型，并且可采用不同的增益规格化因子μ来补偿。一旦对角矢量中的元素与任何适当的增益规格化因子μ相乘，则创建规格化对角矢量。然后处理规格化对角矢量，以便识别规格化对角矢量中的最小对角元素(框110)。随后，天线层选择功能26将选择与对角矢量中的最小对角元素对应的天线层，作为迭代的所选天线层(框112)。所选天线层再次是与最小逆信道增益或最大SINR关联的一个天线层。这里，处理积矩阵[H’H]，使得计算沿对应于所选天线层的行的积矩阵的子矩阵逆(框114)。作为矢量的所计算的行然后与厄米转置信道矩阵H’相乘，以便生成所选天线层的逆信道增益矢量(框116)。

参照图6，提供根据本发明的一个实施例、用于n×mMIMO系统的软解映射过程。为了促进该过程，软解映射功能32将接收以下各项作为输入：整体信道矩阵H、MLS矢量、对角矢量(或者SINR或逆信道增益的其它相似函数)以及残留噪声矢量。整体信道矩阵H是从信道估计电路20到MIMO解码器18的输入。从最大似然解功能30提供MLS矢量。对角矢量实际上是图4所示的天线层选择功能26的框104所提供的子矩阵逆的输出。

残留噪声矢量对应于从接收信号矢量移除MLS矢量的影响，并且按下式计算：${\overrightarrow{\tilde{n}}}_r=\overrightarrow{r}-H{\overrightarrow{\hat{s}}}_{\mathrm{MLS}}$其中，表示接收信号矢量，H表示整体信道矩阵，以及表示最大似然解矢量。软解映射功能32提供由MLS矢量中的各候选符号表示的每个位的LLR。不同的调制等级将与不同的位数、因而与对应LLR关联。在本发明的一个实施例中，LLR按下式计算：${\mathrm{LLR}}_i=[x_i+\mathrm{Re}\left({{y_i}^{*}n}_s\right)]\frac{1}{d}$式中，LLR_i表示MLS矢量中的任何给定候选符号的第i位的LLR，d是对角矢量中的元素(或者SINR或逆信道增益的其它相似度量)，以及n_s是下面进一步定义的去相关器值。x_i和y_i的值与被处理位的候选符号和最靠近的竞争符号c_i之间的距离相关。正如下面将进一步描述，x_i和y_i的值预先计算，并且存储在软解映射功能32可访问的查找表中。通过预先计算x_i和y_i的这些距离相关值，极大地降低软解映射功能32通常所需的计算强度。

去相关器值n_s表示规格化星座平面中的残留噪声，并且可按下式计算：$n_s=\frac{{\overrightarrow{h}}^{\prime }}{{\left|\right|\overrightarrow{h}\left|\right|}^2}{\overrightarrow{\tilde{n}}}_r$式中，表示残留噪声矢量，表示所选天线层的信道转移函数的厄米转置，以及表示所选天线层的信道转移函数的平方范数值。用于计算MLS矢量的各候选符号的每个位的LLR的这种技术是本发明的一个实施例所特有的，并且代表用于计算LLR的极大改进且非常有效的技术。

在提供可如何由软解映射功能32来实现这些公式的示例之前，提供关于如何用x和y的适当值填充LUT的概述。参照图5，示出QPSK星座的星座。星座包括四个星座点：A、B、C和D。各星座点对应于QPSK星座中的可能符号，并且各符号表示两个位(b₀和b₁)中的一个。软解映射功能32的目标之一是识别每个位b_i的最靠近竞争者符号。对于所示的QPSK示例，对于位b₁和b₀来确定候选符号的最靠近竞争者符号。在这个示例中，假定候选符号对应于QPSK星座中的符号D。对于符号D，b₁＝1，而b₀＝0。最初，星座中与b₁竞争的符号是符号A和B。这是因为符号A和B对应于位b₁＝0。符号C没有与符号D的位b₁竞争，因为符号C的位b₁等于1。由于对于符号A和符号B而言，位b₁＝0，这些符号被认为是竞争符号。随后确定与符号D最靠近的竞争符号。根据接近性，符号A最靠近符号D，并因此，符号A被确定是符号D的位b₁的最靠近竞争符号。

然后对符号D的位b₀重复进行该过程。由于对于符号D位b₀＝0，所以符号B和C是竞争符号，因为对于符号B和C，位b₀＝1。对于符号B和C，符号C最靠近符号D，并因此，选择符号C作为符号D的位b₀的最靠近竞争符号。x值和y值根据这些相应竞争符号A和C来计算。

在一个实施例中，具有0或1值的每个位b_i可映射到具有+1或-1的值的值B_i。相应地，以下映射情况是可能的，取决于位实际上是否反转。反转(inversion)的实现可基于任何前向纠错，该前向纠错在后续处理期间在解调后处理器22中进行。第一映射情况提供如下：b_i＝0到B_i＝-1，以及b_i＝1到B_i＝+1。备选映射等式提供如下：b_i＝0到B_i＝+1，以及b_i＝1到B_i＝-1。

由上所述，x_i和y_i的值对于每种可能的情况按照下式预先计算：$x_i=B_i{|{\hat{s}}_{\mathrm{MLS}}-{\hat{c}}_i|}^2$$y_i={2B}_i({\hat{s}}_{\mathrm{MLS}}-{\hat{c}}_i)$式中，是候选符号，以及c_i是第i位的最靠近竞争符号。

要注意，各调制类型可需要它自己的表。例如，如果系统支持QPSK、16-QAM和64-QAM，则可为三种调制类型的每种提供不同的表。对于QPSK调制，每个可能的符号的每个位将可能与2个(x_i，y_i)值集关联。由于每个位可取两个值其中之一，所以各值将与(x，y)值集关联。在其中候选符号对应于QPSK调制中的符号D的前一个示例中，b₁＝1将提供1个(x，y)值集；但是，如果b₁＝0，则将提供不同的(x，y)值集。对于符号D的b₀也是这样。此外，以类似方式来处理其它符号A、B和C的每个。在处理期间，软解映射功能32仅需要识别候选符号，以及从LUT选择每个位的适当(x，y)值集(取决于该位的值)，而不是必须即时计算相应(x_i，y_i)值集。

继续参照图6，提供用于生成候选符号中的特定位的LLR的过程。一开始，软解映射功能32将访问整体信道矩阵H，以及从所选天线层的整体信道矩阵H选择信道转移函数矢量(框200)。信道转移函数矢量的范数被生成，然后求平方(框202)。然后结果被取倒数(inverted)(框204)，以及乘以信道转移函数矢量的厄米转置(框206和208)。这个乘法的结果进一步乘以残留噪声矢量，以便生成去相关器值n_s(框210)。

在这个时间期间，软解映射功能32还将从所选天线层的MLS矢量选择候选符号(框212)。所选候选符号由LUT用于生成候选符号的每个位的对应(x_i，y_i)值集(框214)。y_i的共轭乘以去相关器值n_s(框216)，以及乘积的实部(框218)与x_i相加(框220)。

同时，软解映射功能32将从所选天线层的逆信道增益矢量选择对角元素d(框222)。对角元素d被取倒数(框224)，并且乘以(框226)框220的输出(x_i+Re(yi^*n_s))，以便生成候选符号中的第i位的LLR_i。要注意，去相关器值n_s和逆信道增益元素d对于候选符号的每个位将不会改变。因此，LUT将提供适当的xi和yi(或yi^*)，使得对于候选符号的每个位生成LLR。

此外，上述过程特别适合于(pertinent)其中存在n个发射天线TA_n和m个接收天线RA_m的n×m MIMO系统。对于其中存在2个发射天线TA_n(n＝2)和m个接收天线RA_m的2×m MIMO系统，该过程可进一步简化。在2×m MIMO系统中，仅存在两个天线层，因为仅存在两个发射天线TA_n。在本发明的一个实施例中，对于2×m系统，各候选符号的每个位的LLR按下式计算：${\mathrm{LLR}}_i=\frac{\Delta }{{\left|\right|{\overrightarrow{h}}_1\left|\right|}^2{\left|\right|{\overrightarrow{h}}_2\left|\right|}^2}(x_i{\left|\right|\overrightarrow{h}\left|\right|}^2+\mathrm{Re}\left({y_i}^{*}{\overrightarrow{h}}^{\prime }{\overrightarrow{\tilde{n}}}_r\right))$式中，是两个信道转移函数的第一个，是两个信道转移函数的第二个，以及是残留噪声矢量。如上所述，x_i和y_i由查找表来提供。Δ表示[H’H]^-1的行列式，其中H’是整体信道矩阵H的厄米转置。

参照图7，示出用于计算MLS矢量的候选符号的第i位的LLR_i的示范过程。该过程沿用前面的等式。一开始，软解映射功能32将从所选天线层的整体信道矩阵H选择信道转移函数矢量(框300)。信道转移函数的厄米转置(框302)与残留噪声矢量相乘(框304)。

同时，软解映射功能32将从所选天线层的MLS矢量选择候选符号(框306)。候选符号由LUT用于依次选择候选符号的每个位的(x_i，y_i)值集(框308)。信道转移函数矢量的厄米转置和残留噪声矢量之积与y_i的共轭相乘(框310)，并且取所得乘积的实部供进一步处理(框312)。

为了促进该过程，软解映射功能32将取分别对应于两个信道转移函数矢量和的平方范数的两个平方元素和作为输入。软解映射功能32将从所选天线层的这两个平方元素选择(框314)，然后乘以x_i(框316)。所得乘积()与的实部相加(框318)。

各天线层的平方元素和并行地相乘(框320)，以及将所得乘积取倒数(框322)。取倒结果与前述行列式相乘(框324)，以便提供下式：$\frac{\Delta }{{\left|\right|{\overrightarrow{h}}_1\left|\right|}^2{\left|\right|{\overrightarrow{h}}_2\left|\right|}^2}$将框318和324的输出相乘，以便生成候选符号的第i位的LLR_i(框326)。如上所述，LUT将依次对候选符号中的每个位的(x_i，y_i)值集逐步处理，以便生成相应LLR的每个。

术语“发射器”、“传送”、“接收器”和“接收”仅参照通信链路的给定方向来使用。相应天线可充当接收和发射天线，取决于通信的相对方向。相应地，本发明的概念可用于任何类型的无线节点，例如固定或移动用户元件、基站、接入点等。

在以上描述和以下权利要求书中，术语“行”和“列”是相对术语，并且可相对于彼此交替使用，以便标识在不同维度中相互关联的那些元素。因此，矩阵的列可表示矩阵中的水平元素，而矩阵的行可表示矩阵中的垂直元素，反过来也是一样。

本领域的技术人员将认识到对本发明的优选实施例的改进和修改。所有这类改进和修改均被认为在本文所公开的概念和以下权利要求书的范围之内。