用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置

摘要

本发明公开了一种用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置。所述方法除包括乘法步骤和滤波步骤外，还包括正、余弦表生成步骤，用于实时生成正、余弦表，以及滤波参数生成步骤，用于实时生成相应的滤波参数以对来自乘法器的信号进行滤波。所述装置包括两个乘法器，两个滤波器，正、余弦表生成模块，滤波参数生成模块，以及两个参数存储器。按照本发明的用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置，有效地节约了存储器资源，也更便于控制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种数字正交解调方法与装置，特别是涉及一种用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置。

背景技术

数字正交解调装置是全数字超声成像系统，特别是全数字彩色多普勒超声成像仪中不可缺少的部分。

图1为一个典型的超声成像系统(发射部分由于和本发明无太大关系，未画出)。一个常规的B型成像流程为：探头发射出脉冲，参与接收的各阵元接收到回波，经过放大，A/D转换，在波束合成器中以不同的延时量相加得到射频数据。射频数据(即下面所述的x(t))进入正交解调环节后分为I，Q两路，根据成像模式的不同进入B信号处理模块、Color(或者Colorflow)信号处理模块或者Doppler信号处理模块。处理完毕后，经过DSC(数字扫描转换)变成便于理解的图像形式显示在屏幕上。主控CPU负责每个模块的参数更新。

图2为一个超声成像系统中常见的正交解调装置，图中的I1、Q1以及I、Q与下面的公式(1)和(2)的意义相同。波束合成器输出的RF信号被同步分到两个乘法器和正弦表及余弦表相乘。正弦表和余弦表数值由正弦表存储器和余弦表存储器中查表得出。乘法器的输出进入低通滤波器。低通滤波器根据进入信号所代表的深度，从滤波参数存储器中取出对应滤波参数。用该滤波参数对输入信号滤波，输出即正交解调结果。

医疗设备中的超声波具有以下特点：中心频率沿深度会发生变化，信号带宽沿深度会发生变化。与超声波的这种特点相对应，数字正交解调装置要求支持解调信号的中心频率可变，带宽可变。一般数字超声设备均是用硬件(FPGA)实现的数字正交解调，要满足中心频率沿深度(或者随时间)变化，带宽沿深度(或者随时间)变化，需储存大量参数，增大了储存器开销.

假定超声回波信号的表达式为：x(t)＝A(t)cos(ω(t)*t+Φ(t))，式中，A(t)是一低频信号，代表回波沿不同深度的幅度变化，ω(t)代表回波的频率，随时间也发生变化，正交解调的过程分以下两步：

1)I1(t)＝x(t)×cos(ω(t)×t)＝A(t)/2(cos(Φ(t))+cos(2ω(t)×t+Φ(t)))(1)

Q1(t)＝x(t)×sin(ω(t)×t)＝-A(t)/2(sin(Φ(t))-sin(2ω(t)×t+Φ(t)))

2)从上式I1(t)和Q1(t)的表达式可以看出I1(t)和Q1(t)均是由两部分信号组成，频率在0附近的低频信号和频率在2ω(t)附近的高频信号，将I1(t)和Q1(t)送入一个低通滤波器，滤去高频部分，假定滤波器的单位冲激响应为h(t)，即：

$I\left(t\right)=I1\left(t\right)\otimes h\left(t\right)=A\left(t\right)/2\times \cos \left(\Phi \left(t\right)\right)---\left(2\right)$

$Q\left(t\right)=Q1\left(t\right)\otimes h\left(t\right)=A\left(t\right)/2\times \sin \left(\Phi \left(t\right)\right)$

I、Q即为正交解调的结果。即正交解调之后，信号被分成了相互正交的两路I和Q，I和Q代表的意思是同相(In-Phase)和正交(Quadrature)，两路信号主要保留了原信号的低频部分。

对I和Q求模，得到的结果显然是A(t)/2，即原信号的幅度信息(包络)，这是B型成像的基础，对I和Q进行别的处理，可以得到诊断对象内的血流信息。

在全数字超声设备中，正交解调的实现一般是用数字处理方法，将叙述上述原理时使用的公式换成数字表达即可.从上面叙述可以看出，正交解调涉及参数包括正弦表，余弦表，低通滤波参数.一般系统中均是将这些参数保存在存储器，这些参数要考虑到解调频率可变，带宽可变，参数一般比较多.

假定一个系统AD采样率为40M，要求探测深度为30cm，需要保存的正弦表和余弦表长度为约16000点，正交解调要求的量化精度一般比较高，假定为16bit，则正、余弦表的存储量为16000×2×16＝512Kbit；用于解调的低通滤波器假定为100阶(在实际情况下可能需要更高)，位宽12bit，每隔64个采样点切换一组滤波参数(以满足沿深度带宽可变)，需要的存储量为(16000/64)×50×12＝150Kbit。这样的设计方式一方面必须在系统中外加存储器芯片，增加成本，另外控制也比较麻烦。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置，可大量节约存储器，同时满足超声成像系统的需要.

按照本发明的第一方面，提供一种用于超声成像系统的实时数字正交解调方法，包括：乘法步骤，用于将同步分到两个乘法器的信号分别与正弦表和余弦表数值相乘；滤波步骤，用于根据来自乘法器的信号所代表的深度，利用相应的滤波参数对来自乘法器的信号进行滤波，以输出正交解调结果；其中还包括：正、余弦表生成步骤，用于实时生成正、余弦表；以及滤波参数生成步骤，用于实时生成相应的滤波参数以对来自乘法器的信号进行滤波。

按照本发明第一方面的实时数字正交解调方法，其中所述正、余弦表生成步骤包括：计数器产生从存储器中读取数据的读地址；将从存储器中读取的数据与累加器中的数据相加，结果作为cordic模块的输入角度；以及由cordic模块产生正、余弦值。

按照本发明第一方面的实时数字正交解调方法，其中所述滤波参数生成步骤包括：用当前系数索引n对存储有Wei_Win(n)值的第一存储器进行查表，以得到窗函数相关的值H_a；用Sin查找表地址对存储有正弦查找表的第二存储器查表，得到正弦值S_n；以及用H_a和正弦值S_n相乘，得到当前索引对应的滤波参数.其中生成所述查找表地址包括步骤：用当前系数索引n变换后的值Tn＝2n-N+1与滤波器截止频率k相乘，得到查表地址，其中N为滤波器的阶数，n＝0，1，...，N-1.

可选地的是，其中所述截止频率k是固定的，对2pi/M量化后的值即为k，其中M为2的整次幂。

还可选地是，其中所述截止频率k是随时间变化的，生成随时间变化的截止频率k包括步骤：用计数器的值对存储有截止频率变化量的第三存储器查表，得到当前截止频率变化量A_c；以及用A_c的值和保存在寄存器Reg中的上一个滤波器截止频率K_D-1相加，得到当前的截止频率K_D。

按照本发明的第二方面，提供一种用于超声成像系统的实时数字正交解调装置，包括：两个乘法器，用于将信号分别与正弦表和余弦表数值相乘；两个滤波器，用于根据来自所述乘法器的信号所代表的深度，利用相应的滤波参数对来自所述乘法器的信号进行滤波，以输出正交解调结果；其中还包括：正、余弦表生成模块，用于实时生成正、余弦表；滤波参数生成模块，用于实时生成相应的滤波参数以对来自所述乘法器的信号进行滤波；以及两个参数存储器，分别与正、余弦表生成模块和滤波参数生成模块相连接，用于分别存储实时生成正、余弦表和实时生成相应的滤波参数所需的输入参数。

按照本发明第二方面的实时数字正交解调装置，其中所述正、余弦表生成模块包括：存储器，用于存储角度数据；第一计数器，用于产生从存储器中读取数据的读地址；第一加法器，用于将从所述存储器读取的数据与累加器中的数据相加；以及CORDIC模块，用于将相加的结果作为输入角度来产生正、余弦值。

按照本发明第二方面的实时数字正交解调装置，其中所述滤波参数生成模块包括：第一存储器，用于存储Wei_Win(n)的值，以便用当前系数索引n对所述第一存储器查表从而得到窗函数相关的值H_a；Sin查找表地址生成模块，用于生成Sin查找表地址；第二存储器，用于存储正弦查找表，以便用Sin查找表地址对所述第二存储器查表从而得到正弦值S_n；以及第一乘法器，用于将H_a和正弦值S_n相乘，得到当前索引对应的滤波参数.

其中所述Sin查找表地址生成模块进一步包括：变换器，用于将当前系数索引n变换为Tn＝2n-N+1，其中N为滤波器的阶数，n＝0，1，...，N-1；以及第二乘法器，用于将Tn值与滤波器截止频率k相乘，以得Sin查找表地址。其中所述截止频率k是固定的，对2pi/M量化后的值即为k，其中M为2的整次幂。

可选地是，按照本发明第二方面的实时数字正交解调装置还包括：截止频率控制模块，用于生成随时间变化的截止频率k；其中所述截止频率控制模块进一步包括：第三存储器，用于存储截止频率的变化量；第二计数器，用于对所述第三存储器查表，得到当前截止频率变化量A_c；寄存器，用于保存上一个滤波器截止频率K_D-1；以及第二加法器，用于将所述A_c值与所述上一个滤波器截止频率K_D-1相加，以得到当前的截止频率K_D。

优选地是，所述计数器是均匀计数器；所述滤波器为低通滤波器；所述存储器、第一存储器和第三存储器为RAM；所述第二存储器为ROM。

采用本发明技术方案的用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置，有效地节约了存储器资源，也更便于控制。

附图说明

图1为典型的超声成像系统结构框图；

图2为常见的正交解调装置结构框图；

图3为按照本发明的产生正、余弦表的流程图；

图4为按照本发明的滤波参数实时计算的流程图；

图5为按照本发明的产生随时间变化的截止频率的流程图；

图6为按照本发明的本发明的正交解调装置的结构框图；

图7为按照本发明的产生正、余弦表的结构框图；

图8为按照本发明的截止频率固定的滤波参数实时计算的结构框图；

图9为按照本发明的截止频率可变的滤波参数实时计算的硬件结构框图。

具体实施方式

1.实时数字正交解调方法

在本实施例中，用于超声成像系统的实时数字正交解调方法，包括：乘法步骤，滤波步骤，正、余弦表生成步骤，以及滤波参数生成步骤。下面具体说明实时生成正、余弦表的方法以及实时生成滤波参数的方法。

(1)正、余弦表实时生成方法

假定余弦表和正弦表用数组表示为cosLut[i]，sinLut[i]，其中i＝0～L-1，L代表需要的最大长度，与最大可能的信号(也就是RF信号)长度相同。如果是40M采样率，30cm探测深度，则L约为16000。正、余弦表用硬件实时生成的原理为：

令   ω₀＝0                          (3)

     ω_i+1＝ω_i+Δθ_k

则   cos Lut[i]＝cos(ω_i)           (4)

     sin Lut[i]＝sin(ω_i)

用数字电路常用的Cordic(坐标旋转数字计算机)设计可以同时算出cos(ω₁)及sin(ω_i)。上式中，Δθ_k为供正、余弦表生成模块使用的相关参数。如果需要产生的是一个代表单频的正、余弦表，则Δθ_k是一个固定数，改变Δθ_k可以产生不同频率单频正、余弦表；如果需要产生的是频率随时间变化的正、余弦表，则只要求让Δθ_k的值和i(即时间)相关，每隔一段时间切换一次Δθ_k(一个典型实施例中，每64个采样点切换一次Δθ_k)，这样产生出的正、余弦表频率将随时间变化。

图3为产生正、余弦表的流程图。计数器产生从存储Δθ_k的存储器中读取数据的读地址(步骤302)；用所产生的读地址对存储器查表(步骤304)；将读取的angle_ram数据与累加器中的数据相加(步骤306)；将相加后的结果进行存储以供下次使用(步骤308)，另外将相加后的结果作为cordic模块的输入角度，由cordic模块产生正、余弦值(步骤310)。采用这样的正、余弦表硬件实时生成方法，存储量可以降到直接存储正、余弦表的1/2D(D表示每D点换一次Δθ_k)。如果是用逻辑实现，只需要使用逻辑器件的内置RAM即可。

(2)滤波参数实时生成方法

假定低通抽样滤波器的阶数为N阶(N为偶数)，滤波参数共有N个，设其为h(n)，用窗函数法计算滤波参数的公式为：

$h\left(n\right)=\sin \left[(n-\frac{N-1}{2}){\omega }_c\right]·\frac{\mathrm{Win}\left(n\right)}{\mathrm{pi}(n-(N-1)/2)}n=\mathrm{0,1}......N-1---\left(5\right)$

上式中，ω_c为低通滤波器的截止频率(也就是截止角频率)，Win(n)为窗函数，常见的有hamming，hanning，高斯窗等。假如保证ω_c的取值为k×2pi/M，k＝0～M-1，M取2的整次幂，如256，上式乘号左边的项可以通过查找一个长度为M的正弦查找表(保存由0到pi均匀分成M个角度的正弦值)得到。

假定ω_c的取值为k×2pi/M(k相当于截止频率对2pi/M量化后的值)，

$\sin \left[(n-\frac{N-1}{2}){\omega }_c\right]=\sin [(2n-N+1)\times k\times \mathrm{pi}/M]---\left(6\right)$

实际查表时，首先计算(2n-N+1)*k，结果无论正负均保留低log2(M)位，将这log2(M)位中的低log2(M)-1位作为查表地址。最高位如果是0，直接将对应地址的数取出即是要求的正弦值；如果是1，需要将对应地址的数取相反数才是要求的正弦值。这样的设计利用了正弦函数的奇对称性。如果保存的值包含了0～2pi所有角度的值，也可以不这样做。

式(5)乘号右边的项记作Wei_Win(n)，其中n＝0，1，...，N-1，可以由软件提前算出存在RAM中，也可通过查表得到不同的n对应的值。主要通过两次查表和一次乘法就可以得到滤波器的一个参数.

图4为滤波参数实时计算的流程图。用一个存储器(ram)存放上面所述的Wei_Win(n)，用另一个存储器(rom)存放正弦查找表。用当前系数索引n查表存储器ram得到索引n对应窗函数值H_a(即式(5)中的)(步骤402)；用当前系数索引n变换(步骤404)后的值T_n(Tn＝2n-N+1)和量化后的截止频率k相乘(步骤406)，结果即是查表地址；用该查表地址对存储器rom进行查表(步骤408)，得到正弦值S_n；用H_a和正弦值S_n相乘(步骤410)，便得到当前索引n对应的系数Coe。

在上面的滤波参数生成过程中，滤波器截止频率是固定的(对2pi/M量化后值为k)。如上所述，超声设备中的正交解调装置要求带宽可变，即滤波器的截止频率ω_c可变。可以把不同深度对应的ω_c存在存储器中，滤波参数计算模块在对不同深度信号解调时，从存储器取出对应的ω_c计算参数送入滤波器模块，这样就实现了带宽可变的正交解调装置。滤波参数实时计算硬件需要存储Wei_Win(n)和不同深度的ω_c，相对于不同深度对应的N/2个滤波参数总量，这些存储量几乎可以忽略不计。

图5为产生随时间变化的截止频率的流程图。用一个存储器(Accum ram)保存截止频率的变化量(对于截止频率变化不快的情况，保存变化量比直接保存截止频率值节约储存空间)，用一个寄存器保存上一个滤波器截止频率。使用均匀计数器产生的值(步骤502)对Accum ram查表(步骤504)，得到当前截止频率变化量A_c；用A_c值和保存在寄存器Reg中的上一个滤波器截止频率K_D-1(步骤506)相加(步骤508)，得到当前的截止频率K_D。使用该随时间变化的截止频率K_D来生成滤波参数的方法与图4所示的完全一样，这样就实现了生成截止频率可以随时间变化的滤波参数.

本发明提供的低通滤波参数实时计算方法可以方便地扩展成计算带通、高通滤波器的实时计算方法。

2.正交解调装置

图6为本发明的正交解调装置结构框图.按照本发明的正交解调装置包括：两个乘法器602和604，用于将RF信号分别与正弦表和余弦表数值相乘；两个滤波器606和608，用于根据来自乘法器602和604的信号所代表的深度，利用相应的滤波参数对来自所述乘法器的信号进行滤波，以输出正交解调结果；正、余弦表生成模块610，用于实时生成正、余弦表；滤波参数生成模块612，用于实时生成相应的滤波参数以供滤波器对来自所述乘法器的信号进行滤波；以及两个参数存储器614和616，分别与正、余弦表生成模块610和滤波参数生成模块612相接，用于分别存储实时生成正、余弦表和实时生成相应的滤波参数所需的输入参数。在本发明的正交解调装置中，不需要正弦表存储器、余弦表存储器及低通滤波参数存储器，而用专用的正、余弦表生成模块及滤波参数生成模块(具体到一个实施例中，用数字逻辑电路实现)。这些模块也需要一些输入参数，放置在图6所示的参数存储器614和616中。由于输入的参数量很小，不需要专用的外置存储器。

下面详细说明本发明正交解调装置中的产生正、余弦表的结构和产生滤波参数的结构。

图7为产生正、余弦表的结构框图。正、余弦表生成模块包括：存储器702，第一计数器704，第一加法器706，累加器708，以及CORDIC模块710。第一计数器704产生从存储Δθ_k的存储器702中读取数据的读地址，由第一加法器706将从存储器702中读取的angle_ram数据与累加器708中的数据相加，结果作为cordic模块710的输入角度，由cordic模块710产生正、余弦值。采用这样的正、余弦表硬件实时生成方法，存储量可以降到直接存储正、余弦表的1/2D(D表示每D点换一次Δθ_k)。如果是用逻辑实现，只需要使用逻辑器件的内置RAM即可。

图8为截止频率固定的滤波参数实时计算的结构框图。滤波参数生成模块包括：第一存储器(ram)802，Sin查找表地址生成模块804，第二存储器(rom)806，以及第一乘法器808.第一存储器(ram)802存放了上文提到的Wei_Win(n)，第二存储器(rom)806存放正弦查找表。用当前系数索引n查表第一存储器(ram)802得到窗函数相关的值H_a；Sin查找表地址生成模块804对第二存储器(rom)806查表，得到正弦值S_n；由第一乘法器808将H_a和正弦值S_n相乘，便得到当前索引i对应的系数Coe。其中Sin查找表地址生成模块804包括：变换器810，以及第二乘法器812。Sin查找表地址生成模块804的一种实现方式为：用当前系数索引n变换后的值T_n(Tn＝2n-N+1)与量化后的截止频率k相乘，结果即是查表地址。

图9为截止频率可变的滤波参数实时计算的结构框图。与截止频率固定的滤波参数实时计算硬件结构相比，增加了一个截止频率控制模块900，以产生随时间变化的截止频率.该模块900的一种实现方式主要包括：第二计数器902，第三存储器(Accum ram)904，寄存器(Reg)906，以及加法器908。第三存储器(Accum ram)904保存了截止频率的变化量(对于截止频率变化不快的情况，保存变化量比直接保存截止频率值节约储存空间).第二计数器902为均匀计数器，用该计数器的值对第三存储器(Accum ram)904查表，得到当前截止频率变化量A_c。用A_c的值和保存在寄存器(Reg)906中的上一个滤波器截止频率K_D-1相加，得到当前的截止频率K_D。用该截止频率K_D计算滤波参数的硬件结构的其余部分与图8所示的完全一样。

在本实施例中，计数器选用均匀计数器，滤波器为低通滤波器。

以上通过具体的实例对本发明进行了说明，但本发明并不限于这些具体的实例。在本发明的说明书和权利要求书中所使用的一些术语，如“第一”、“第二”、“第三”等等，仅仅是为了便于进行描述，而不具有任何限制意义。