并行结构国家电视标准委员会带阻滤波器及滤波方法

摘要

本实施例中包括与数字电视接收机一起使用的方法和装置。在示范性系统中，将与DTV信号同信道中的干扰模拟电视信号(例如，NTSC信号)的分量分别估计出来，并将其从该DTV信号中消除。例如，单独的移频器产生该DTV信号的移动形式，每个移频器将一个干扰NTSC载波信号放置在或靠近DC处。DC检测器对每个载波的NTSC载波强度进行检测，并且根据这些所测量的载波强度合成载波消除信号。这个带阻滤波器比现有技术中需要对干扰载波的相位锁定的滤波器简单，并且在难以获得对干扰载波的相位锁定时，也允许该滤波器工作。也说明并要求保护其它实施例。

说明书

相关申请的交叉参考

本申请要求2003年7月16日提交的韩国专利申请第10-2003-0048651号的优先权，在此以引用的方式将该优先权文本全文并入本文中。

发明领域

本发明涉及数字电视信号的同信道干扰滤波，并且特别涉及用于实现同信道干扰滤波器的方法和装置。

背景技术

实质上，传统的广播电视信号完全是模拟的。这些传统信号通常符合如下三个广泛采用的广播格式之一：美国和其它一些国家采用的NTSC(NationalTelevision Standards Committee，国家电视标准委员会)格式，以及其它大部分国家采用的PAL(Phase Alternation by Line，逐行倒相)和SECAM(SystemeElectronique Couleur Avec Memoire，顺序与存储彩色电视系统)格式。

高清晰度电视(HDTV)，或更普遍地，数字电视(DTV)格式舍弃了传统模拟电视信号格式，以支持数字编码的信号。由于在大部分视频信号中存在的高冗余度，因此以一旦解压缩后视觉上觉察不到(或基本如此)的方式对视频序列进行数字压缩是可能的。因此，与在相同带宽下相等的模拟信号可能传输的细节相比，这样的DTV信号可传输比通过具有相同带宽的同等模拟信号可能传输的细节更多的细节。使用当前在美国执行的HDTV格式，HDTV带宽被设置成大概占据与模拟NTSC广播相同的带宽，并且信道是从与NTSC信道相同的信道空间中分配的。

虽然长期规划是要逐步淘汰NTSC信道，但是大多数电视用户还没有拥有HDTV接收机，并且完全的转换也不能立刻出现。在这个过渡时期，播送HDTV信号的电视台可能有收看者，其在相同的信道上接收所希望的HDTV信号以及相对强但不希望有的NTSC信号。在这种情况下，NTSC信号和HDTV信号相互干扰，从而产生所谓的“同信道”干扰。

参考图1，其描述了干扰HDTV和NTSC信号的频谱100。包络线110代表在NTSC信号频谱中传输的HDTV信息。位于距所分配的频谱下边缘1.25MHz处的NTSC视频载波V用于对原始NTSC信号的亮度分量进行解调。位于视频载波V上3.58MHz处的色彩副载波C用于对NTSC彩色电视接收机中的正交色度信号进行解调。位于视频载波上4.5MHz处的音频载波A用于对调频(FM)NTSC音频信号进行解调，该调频NTSC音频信号是以中心大致在载波A的相对小的频带传输的。具有相当低幅度的其它NTSC信号能量也分布在所示的整个频率空间中。

当HDTV信号占据与NTSC信号相同的信道空间时，该NTSC信号可产生强干扰。因而，希望采用NTSC带阻滤波器对所接收的HDTV信号进行预滤波，该NTSC带阻滤波器可除去NTSC信号的可预测的分量，也就是视频、色彩和音频载波。典型地，梳状滤波器被用作该NTSC带阻滤波器。如图1所示，梳状滤波器120具有相隔57f_HHz的零点，其中f_H是模拟视频信号的水平扫描频率(用于NTSC视频的15.734kHz)。一个梳状滤波器零点大致与视频载波V对准，另一个梳状滤波器零点大致与色彩副载波C对准，而第三梳状滤波器零点大致与音频载波A对准。

从图1可了解到：梳状滤波器零点相对地宽，并且梳状滤波器包含HDTV信道空间中的其它零点，这很可能使同信道干扰得不到改善。事实上，当不存在NTSC信号时，NTSC带阻滤波器使HDTV信号的信噪比(SNR)降低了大约3dB。因此，如果能够实现这样一个滤波器而没有过度的复杂度，则在不过度降低HDTV信号能量的情况下有效滤波NTSC载波能量的NTSC带阻滤波器是较佳的。

授予给Scarpa的、题为“Apparatus For NTSC Signal InterferenceCancellation Through the Use of Digital Recursive Notch Filters(通过使用数字递归陷波滤波器来消除NTSC信号干扰的装置)”的美国专利第5,325,188号描述了一种用于消除HDTV信号中的干扰V、C、和A NTSC载波的滤波器。如图2所示，该专利描述了一个HDTV接收器200，它采用用于每一载波分量的分离的数字递归陷波滤波器，即，双边二阶滤波器(bi-quadratic filter)。调谐器202接收具有NTSC干扰的HDTV信号，该调谐器202抑制频带外信号，并将期望的信号下变频至中频(IF)。模数转换器(ADC)204将该中频信号数字化，并将数字化后的信号提供给加法器206的一个输入和三个双边二阶滤波器210、220和230。除了滤波器正在跟踪的频率附近的窄频带之外，每个双边二阶滤波器将输入信号的所有分量滤除。加法器206从数字化后的IF信号中减去滤波器210、220和230的输出，并且加法器的输出被提供至HDTV解调器240，以进行进一步处理。

参考图3所示的图300，线310表示在加法器206的输出处所观察到的预期频率响应。滤波器210、220和230的每一个在潜在的NTSC干扰的频率V、C和A中的一个处产生各个陷波。虽然这个响应特性比图1所示的梳状滤波器频率响应特性120对NTSC载波更具选择性，但是双边二阶滤波器涉及实质上的计算复杂性。而且，每个滤波器依赖于获得对所关心的NTSC载波的相位锁定(phase lock)的能力，当NTSC干扰存在但是不包含特别强的载波信号时，获得对所关心的NTSC载波的相位锁定是困难的。

授予给Liu等人的、题为“NTSC Interference Rejection Filter(NTSC干扰带阻滤波器)”的美国专利第6,219,088号描述了一种消除NTSC载波的不同方法。该’088专利描述了成行(in-line)NTSC滤波器400，如图4所示。滤波器400采用三个串行滤波阶段410、420和430，以分别消除NTSC视频、色彩和音频载波信号。每个阶段包含移频器(412、422和432)以及DC消除电路(414、424和434)。移频器412移动基带化的HDTV信号频谱，以将该视频载波V放置在DC处，然后DC消除电路414将这个分量消除。DC消除电路414的输出被提供至移频器422，其移动信号频谱，以将色彩副载波C放置在DC处。然后DC消除电路524将该色彩副载波分量消除，并将其输出提供给移频器432。移频器432移动该信号频谱，以将该音频载波放置在DC处，然后DC消除电路534消除该音频载波分量。最后，移频器440获得DC消除电路434的输出，并取消前面的三次移动，从而将信号恢复到基带。

滤波器400存在几个方面的问题。首先，输入信号的所期望的分量通过四个移频器和三个滤波器，因而增加了信号的幅度和相位误差。并且，这个滤波器没有说明在基带化输入信号时所恢复的下边带NTSC信号能量，并且没有消除这个能量。这些小于信号频谱宽度的重复的频移也以干扰的方式移动了HDTV边带，从而扰乱了所期望的HDTV信号。

附图简述

图1示出具有干扰NTSC电视信号的HDTV信号的频谱，并且示出了该频谱怎样与用于抑制NTSC信号的梳状滤波器对准；

图2描述了现有技术的HDTV接收器，其采用并行双边二阶滤波器来消除NTSC干扰；

图3示出了图2所示的滤波方案的期望的频率响应；

图4描述了现有技术的NTSC滤波器，其采用多个串行的频移/DC消除阶段来消除NTSC干扰；

图5包含HDTV接收器的方框图，该HDTV接收器包含根据本发明的一些实施例的NTSC带阻滤波器；

图6包含了根据本发明的一些实施例的NTSC带阻滤波器的更详细的方框图；

图7示出了本发明的实施例的一个载波估计器部件的详细实现；

图8示出了在本发明的一些实施例中有用的DC检测器的详细实现；以及

图9示出了具有抖动消除器能力的DC检测器。

具体实施方式

本发明包括多个实施例，其分别估计存在于潜在干扰的多个频率，也就是NTSC载波频率处的信号，并从所希望的信号中减去那些估计的干扰信号。与需要锁相电路和复杂滤波器的现有技术的方法相反，本优选实施例应用简单的DC估计器或者低通滤波器来合成消除信号(cancellation signal)。

图5示出了结合本发明的实施例的DTV接收器500的总框图。调谐器502接收具有潜在的NTSC干扰的HDTV信号，该调谐器502抑制带外信号，并将期望的信号下变频到中频(IF)。ADC 504将该IF信号数字化，并将数字化后的信号提供给加法器506的一个输入以及三个载波估计器510、520和530。加法器506从数字化后的IF信号中减去估计器510、520和530的输出，并将加法器的输出提供至HDTV解调器540，以进行进一步的处理。

图6示出了根据本发明的NTSC信号带阻滤波器600的实施例的进一步细节。滤波器600包括移频器601、DC检测器611、干扰信号合成器621以及加法器630和640。将按顺序说明每个部件。

移频器601包括用于每个频率的单独的移频器块，在所述频率处的信号强度将被估计。在图6中，使用了三个这样的移频器块602、604和606，这三个移频器块分别用于视频、色彩和音频载波频率。每个移频器块接收输入信号，例如IF调制和取样后的输入HDTV信号。

每个移频器块将输入信号移动预定频率。例如，如果在中心频率IF MHz调制输入信号，那么移频器块602可将信号下移(IF-1.75)MHz，以将视频载波V放置在DC处，移频器块604可将信号下移(IF+1.83)MHz，以将色彩副载波C放置在DC处，而移频器块606可将信号下移(IF+2.75)MHz，以将音频载波A放置在DC处。

DC检测器611对移频器块602、604和606输出的信号的DC分量进行检测。为此，DC检测器611包含三个低通滤波器612、614和616，这三个滤波器分别用于视频、色彩和音频载波频率。低通滤波器612接收移频器块602的输出，并估计该信号中的DC信号强度，以便获得视频载波V强度的估计值。低通滤波器614接收移频器块604的输出，并估计该信号中的DC信号强度，以便获得色彩副载波C强度的估计值。低通滤波器616接收移频器块606的输出，并估计该信号中的DC信号强度，以便获得音频载波强度的估计值。

干扰信号合成器621基于DC检测器611的输出合成视频、色彩和音频载波信号。例如，信号合成器621可包含三个频率合成器622、624和626，以分别接收由低通滤波器612、614和616检测到的DC值，并产生具有合适频率、幅度和相位的数字信号。当移频器块602、604和606将输入信号分别移动(IF-1.75)MHz、(IF+1.83)MHz和(IF+2.75)MHz时，这些相同的频率被用来合成干扰信号。

加法器630和640用于把估计的干扰信号从输入信号中除去。加法器630将来自这三个频率合成器的同时取样相加，并且加法器640从被适当延迟的输入信号中减去加法器630的输出，以产生同相干扰信号消除。

虽然图5和6所示的实施例消除了三个NTSC载波，但是通过使滤波器包含不同数目的频率消除路径，可以选择多于或少于三个频率以便消除。图7示出了根据本发明的一些实施例的单个频率消除滤波器700的基本元件。与滤波器700类似的多个块可以，例如，在图5和6的结构中实现，以便提供多个频率的并行消除。

滤波器700包括移频器702、DC检测器712、干扰信号合成器722以及加法器740。将按顺序对其进行说明。

移频器702包括复数乘法器以及标量加法器707和708，其中复数乘法器包括标量乘法器703、704、705和706。输入信号取样作为正交取样的数据流被提供到移频器702，其中正交取样的数据流包括同相取样I(t)和正交相位取样Q(t)。偏移信号e^-jωt的复数取样例如以cos(ωt)-jsin(ωt)的形式，也被提供至移频器702，其中ω是将输入信号的所期望的频率分量移动至DC所需的频移。可根据查找表来提供该偏移信号，在给出期望的ω值后明确产生该偏移信号，或者通过其它已知方式来选择该偏移信号。

移频器702将这两个复数取样流相乘。例如，所示出的实施例形成具有同相频移分量

I_FS(t)＝I(t)cos(ωt)+Q(t)sin(ωt)

和正交相位频移分量

Q_FS(t)＝Q(t)cos(ωt)-I(t)sin(ωt)

的频移输出信号。

DC检测器712例如通过将简单说明的几种可能方法中的一种，分别测量I_FS(t)和Q_FS(t)的信号强度。信号强度测量值作为同相幅度I’(t)和正交相位幅度Q’(t)从DC检测器712输出。

干扰信号合成器722可通过许多不同的方式来实现，图7示出了其中一种。在图7中，合成器722包括复数乘法器，其与移频器702种所用的复数乘法器相似。合成器722的一个输入是DC幅度对I’(t)和Q’(t)，另一个输入是例如以cos(ωt)+jsin(ωt)的形式提供的复数偏移信号e^-jωt。合成器722将这两个输入相乘，以产生适当地相位调整和幅度缩放后的(properly phased andamplitude-scaled)信号，该信号由同相消除信号

I”(t)＝I’(t)cos(ωt)-Q’(t)sin(ωt)

和正交相位频移分量

Q”(t)＝Q’(t)cos(ωt)+I’(t)sin(ωt)

组成，并且该信号接近输入频谱中频率为ω的信号。

加法器740执行从输入信号中减去消除信号的复数减法。当然，不需要执行正交相位消除，除非在下游处理中需要正交相位取样。

如上所述，DC检测器712可根据所期望的效果，以各种不同的方法来实现。图8示出了DC检测器712的一个可能的实现，其包含加法器810和850、除法器820和860、延迟元件830和870以及计数器840。

考虑到同相路径，加法器810将I_FS(t)的当前取样与延迟元件830的输出相加。加法器810的输出被提供至延迟元件830和除法器820，作为它们的输入。计数器840被预置，以便计数到所需的取样数，并在此时计数器840自我复位，并使延迟元件830复位，并使除法器820将它的输入除以计数器840中预置的取样数。除法器820将计算出的值保存为I’(t)，直到从计数器840接收到下一个信号才将这个数值输出。正交相位相位路径以与同相路径相同的方式进行操作，以便根据取样Q_FS(t)计算出Q’(t)。

本领域技术人员可认识到：这个DC检测器作为一个块低通滤波器来工作，其具有随计数值改变而变化的带宽。换句话说，较短的平均间隔允许DC检测器跟踪中心大致位于DC的较宽频带，并可跟踪DC信号幅度更快的变化。较长的平均间隔使得DC检测器的响应变窄。注意：也可能间歇地运行DC检测器(和移频器)，并且只要未测出新的DC值，除法器820都保存自身的值。虽然，图7未示出原始DTV信号路径的延迟，但是可采用适当的延迟，以便将计算出的该块DC值应用于计算出这个DC值的相同输入取样。并且，可采用稍微复杂的电路来产生重叠的块平均值。

图9示出了DC检测器912的替代实现，其例如通过计算可调整均值来代替如上述实施例中的使用块测量值，来提供抖动消除。DC检测器912包含乘法器910、940、950和980，加法器920和960，延迟元件930和970以及参数寄存器990和992。

根据参数α，调整DC检测器912的响应特性，其中0＜α＜1。参数寄存器990保存值α，而参数寄存器992保存值1-α。

考虑到同相路径，乘法器910将I_FS(t)的当前取样乘以参数寄存器990的值，并将其输出提供至加法器920的一个输入。乘法器940将延迟元件930的输出乘以参数寄存器992的值，并将其输出提供至加法器920的另一输入。加法器920的输出形成延迟元件930的输入，并且形成DC检测器的输出I’(t)。正交相位路径以与同相路径相同的方式进行操作，以便根据取样Q_FS(t)计算出Q’(t)。

本领域技术人员可认识到：这个DC检测器的带宽可随参数α的改变而变化。换言之，较大的α值允许DC检测器跟踪中心大致位于DC的较宽频带，并可跟踪DC信号幅度更快的变化。较小的α值使得DC检测器的响应变窄，而且也减小了对噪声和相邻信号的敏感性。虽然，图7未示出原始DTV信号路径的延迟，但是可采用适当的延迟以便由参数α引起的延迟至少部分地体现在输入信号相对于合成的干扰消除信号的定时(timing)中。

对于在此描述的示范性部件，存在许多替代实现。例如DC检测器可以输出幅度和相位，而不是输出分离的同相和正交相位信号，并且干扰信号合成器可采用相位来从查找表中检索取样。

从上文可明显得到：在此使用的术语“DC”包含下述频带，其包括实际的DC，也包括DC附近频带中的其它频率。具体的系统设计可采用该DC频带的不同值，在一些实现中，从几Hz或几十Hz宽到几kHz宽。在一些系统中，还可以对DC带宽和/或频移进行调整。本领域技术人员可认识到：虽然在此描述了NTSC干扰，但是本发明对消除DTV信号中其它类型的窄带干扰是有用的。

本领域技术人员可认识到：许多其它装置的配置置换是可以预见的，并且许多设计参数没有进行讨论。类似地，所示出的体现在单个功能性块中的功能性可通过采用多个协作的电路或者块来实现，反之亦然。所述的具体滤波器部件可以用集成电路或在数字处理器中编程或采用这些方式的一些组合来实现。这些较小的修改和实现细节也包含在本发明的实施例中，并且也将落入权利要求书的范围中。

前述实施例是示范性的。虽然说明书若干处提到“一”、“一个”、“另一个”或“一些”实施例，但是这并不是必定意味着每个这样的提及指的是相同的实施例或者意味着该特征只应用到单个实施例。