不可忽视的多径间隔环境中的时间跟踪

摘要

在天线分集环境中，接收机的指的定时偏移基于基站发送信号的所接收的峰值的定时偏移。在具有不可忽视的多径间隔的系统中，基站发送信号的接收峰值定时偏移不必要处在同一位置。在一个实施例中，来自各基站的信号的解调元件使用相同的偏移，从而根据定时偏移前和定时偏移后的导频信号采样来解调并确定误差信号。该误差信号被平均并由时间跟踪环使用来跟踪到来信号。在另一实施例中，来自各基站的信号的解调元件用各指的不同时偏对信号进行时间跟踪。优选实施例取决于由基站使用而将数据多路复用到多根发送天线上的方法。

说明书

                            发明背景

发明领域

本发明一般涉及码分多址通信，尤其涉及不可忽视的多径间隔环境中的时间跟踪接收的信号。

相关技术描述

码分多址(CDMA)通信系统使用与定向天线耦合的基站，定向天线位于小区的中央并且对小区的扇区内广播。小区位于主要的城市区域、沿着高速公路、以及沿着铁轨，以允许用户既能在家通信又能在旅行时通信。

图l说明了典型CDMA基站的框图。用户数据被输入调制器(101)，调制器在单根天线(105)上发送之前进行CDMA调制。CDMA调制技术在本领域中众所周知。

基站发出由移动站接收的导频信道。由码元组成的导频信道不包含任何信息。移动站将导频信道用作时间、频率、相位和信号强度的参考信号。

移动站由雷克(RAKE)接收机组成。常规RAKE接收机用被称为“指”的相关器对接收信号进行操作。使用了各期望多径分量的复信道系数的概念之后，RAKE接收机相干地组合指输出。

图2中说明了典型RAKE接收机的框图。为了简化，仅示出接收机的一个指。接收机由天线(201)组成，天线接收用于从射频至基带频率(205)转换的信号。基带数据是数字数据流。

初始时间延时τ被选定(210)，数字数据流通过用与Walsh码结合的原始扩展序列与其相乘而被去扩展。这被称作c_d(n)。

去扩展信号通过在码元时间(64码片)上将其相加(220)而被相关。为了旋转输入信号的相位，来自相关器的复信号输出与导频信号的估计相乘。该步骤输出经解调的数据。

与在时间τ处的解调平行，为了产生更准确的τ，数字数据流也在τ之前和之后的半个码片处被解调。最好在按时采样期间在峰值处对波形进行采样。然而，由于不能总是完成这一点，因此在按时采样前的大约半个码片时间处采取早期采样，在按时采样后的大约半个码片时间处采取滞后采样。

在±0.5码片的延时块(230和235)之后，经延时的数字数据流与解调通道中所用的同一扩展序列和导频Walsh码的组合相乘(240和245)这被称为c_p(n)。这些信号被相关(250和255)并且然后使各信号的幅值平方。

经平方的幅值被减去(270)以寻找两个能量间的差异。如果差异为零，则τ的初始估计是准确的。如果差异不为零，则该误差被输入时间跟踪环(275)以产生新的τ估计。每个指通过控制与时间相关的指的位置而用时间跟踪环(275)跟踪其分配到的信号通道。

如果使用了图1的单根基站天线，则上述接收机执行准确的时间跟踪。然而，如果基站使用天线分集，如图3所述，则时间跟踪在不可忽视的多径间隔环境中变得更为复杂。

图3说明了典型的现有技术基站，其中主数据信号在被调制(305和310)前输入多路复用器(301)。多路复用器(301)在两条或多条调制通道(305和310)间切换数据。各调制通道(305和310)与分开的天线(315和320)耦合。

天线一般是地理上分开的，以便移动站处接收到的信号具有大致相同的时间延时以及独立的衰落特性。基站处多路复用数据最常用的方法是正交发送分集(Orthogonal Transmit Diversity)和空时(Space Time)扩展。

正交发送分集方案在发送天线间交换发送数据，以便各天线发出作为主数据信号的一个子集的不同数据信号。例如，主数据信号的第一码元在第一天线上被发出，第二码元在第二天线上被发出，第三码元在第一天线上被发出。在该方式中，如果移动站从一根天线中丢失数据，那么它仅每隔一个丢失码元并且误差纠正线路能纠正该丢失。

空时扩展方案在两根天线上发送关于每个数据码元的某些信息。该方案假定移动站将总是与至少一根天线有通信联系，因此，会继续接收不间断的数据。

当移动站的接收机必须对来自两根基站发送天线的信号进行时间跟踪时，且来自一根或两根天线的多径间隔不可忽视时(如，多径间隔小于1.5码片)，发生一个问题。从而接收机需要能在具有天线分集的不可忽视的多径环境中进行时间跟踪。

                        发明概述

本发明包含在不可忽视的多径间隔环境中进行偏移时间跟踪的方法，在该环境中运行天线分集系统。天线分集系统包括多根天线，各发送一个信号至移动站。在一个实施例中，发送信号是同一数据的不同函数。在另一实施例中，发送信号是主信号的交替部分。

时间跟踪通过响应平均时间误差信号而产生更新的时偏、或者通过允许解调元件独立地对来自各天线的信号进行时间跟踪来完成。所用的实施例取决于分集天线是否用空时扩展或正交发送分集进行发送。

在一个实施例中，该方法根据一个偏移量而对从基站的分集天线接收到的多个信号的每一个进行解调。然后，从在该偏移量前后被采样的每一个已解调信号的导频信号中计算出时间误差信号。根据时间误差信号而产生平均时间误差信号。然后，响应该平均时间误差信号用时间跟踪环计算更新的时偏。

在另一实施例中，接收信号用各接收信号的不同偏移量来解调。在这种情况下，各接收机的解调元件用两个分开的时间跟踪环独立地跟踪接收信号。

                          附图简述

图1示出带有单根天线的典型现有技术基站的框图。

图2示出带有单个接收通道的现有技术移动站接收机的框图。

图3示出带有天线分集的典型基站的框图。

图4示出本发明的优选实施例接收机的框图。

图5示出本发明的替代实施例接收机的框图。

图6示出本发明另一替代实施例接收机的框图。

图7示出按照本发明的移动站的框图。

图8示出具有相应码元号的WCDMA的导频结构表。

                          优选实施例的详细说明

本发明提供了具有在基站用天线分集进行发射的区域中对接收信号时间跟踪的能力的移动站。这或通过根据平均定时误差选择RAKE接收机指的定时偏移、或通过允许接收机的解调元件独立地对来自各天线的信号进行时间跟踪而完成。

图4说明本发明的接收机的框图。由于该实施例在所有指中使用τ的相同估计，因此它最好工作在空时扩展环境中。尽管发送信号大致相似，然而它们是不同的，因为为了使信号在传输期间不互相干扰而在调制过程中对数据使用了不同的扩展序列。

为了简化，图4的接收机仅用两个指来说明。替代实施例使用其它数量的指。

参考图4，接收机由天线(400)组成，天线接收来自多根基站天线的发送信号。进行射频至基带转换(405)以产生数字数据流。

数字数据流被输入两个指(460和470)。各指包括一条解调通道(465和475)，其中以相同的时偏τ(410和411)对来自射频至基带转换器(405)的数字数据流进行解调。

第一个指的τ偏移解调通道(465)包括去扩展器(415)，它将数字数据流与数据去扩展序列相乘，后者包括原始数据扩展序列和Walsh码。该序列被称作c_d1(n)。

然后，去扩展信号通过在码元时间(64码片)上将其相加(420)而被相关。为了旋转复输入信号的相位，来自相关器(420)的复信号输出与导频信号的估计相乘(425)。该步骤在偏移τ处产生已解调数据。

与在偏移时间τ处的解调平行，为了从与数字数据流相关的导频信号中产生更准确的τ，数字数据流也在偏移量(τ-0.5)(466)和(τ+0.5)(467)处被解调。为了产生用于跟踪τ的误差信号而进行早期(466)和滞后(467)采样。

±0.5码片延时块(416和421)产生能分别被表示为x(n)和z(n)的信号，其中n表示时间下标。这些数字数据流与原始扩展序列和导频Walsh码的组合(如，c_p1(n))相乘(417和422)。然后，去扩展信号被相关(418和423)以产生表达式sum(x(n)*C_pl(n))以及sum(z(n)*c_p1(n))。求和的持续时间被选定为使得c_pl在求和持续时间上是正交的。每个信号的幅值然后被平方(419和424)。

平方后的幅值被相减(426)以寻找两个能量间的时间误差信号A。如果差异为零，则τ的初始估计是准确的。如果差异不为零，则用误差信号A来产生后面所述的新的τ估计。

第二个指的τ偏移解调通道(475)包括去扩展器(451)，它将数字数据流与数据去扩展序列相乘，后者包括原始数据扩展序列和Walsh码。该序列被称作C_d2(n)。

然后，去扩展信号通过在码元时间(64码片)上将其相加(452)而被相关。为了旋转复输入信号的相位，来自相关器(452)的复信号输出与导频信号的估计相乘(453)。该步骤的输出在与第一个指(460)相同的偏移τ处产生已解调数据。

与在偏移时间τ处的解调平行，为了产生更准确的τ，数字数据流也在偏移量(τ-0.5)(477)和(τ+0.5)(476)处被解调。为了产生用于跟踪τ的误差信号而进行早期(477)和滞后(476)采样。

±0.5码片延时块(431和435)产生与上述第一个指(460)相同的信号。这些信号分别为x(n)和z(n)。这些经延时的数字数据流与原始扩展序列和导频Walsh码的组合(如，c_p2(n))相乘(432和436)。然后，去扩展信号被相关(433和437)以产生表达式sum(x(n)*c_p2(n))以及sum(z(n)*c_p2(n))。求和的持续时间被选定为使得c_p2在求和持续时间上是正交的。每个信号的幅值然后被平方(434和438)。

平方后的幅值被相减(439)以寻找两个能量间的差异B。如果差异为零，则τ的初始估计是准确的。如果差异不为零，则用误差信号B来产生后面所述的新的τ估计。

来自第一个指(460)的误差信号A和来自第二个指(470)的误差信号B用于通过找到加权后的和来产生平均误差信号。这通过根据其相应能量电平加权各误差信号且然后将加权后的误差相加而完成(440)。

作为示例，误差信号由α₁加权，误差信号由α₂加权。如果来自各天线导频信号的接收能量相等，则α₁和α₂的优选值均为＿。如果—个导频信号的能量比另一个的小，则具有最低能量值的误差信号用较小的值加权。在一个实施例中，如果由第一个指跟踪的通道能量低于由第二个指跟踪的通道能量，则α₁被设为低于α₂，以便跟踪位移更接近于由第二个指确定的偏移。

平均误差(440)被输入时间跟踪环(445)。时间跟踪环(445)产生用于随后数据的解调和导频信号的跟踪的新偏移τ′。

偏移τ处解调通道(465和475)的输出被输入数据多路分解器(455)。数据多路分解器(455)将来自两条解调通道的信号重新组合为原始数据流的估计。

在上述实施例中，c_d1(n)和c_d2(n)是不同的数据去扩展序列。由于为了使信号不受干扰，基站需要在传输前用不同的序列覆盖数据，因此接收机的指需要用这些不同的序列来对数据解码。为了大致相同的原因，导频去扩展序列c_p1(n)和c_p2(n)也是相异的。

图5说明了其中指对通道进行独立时间跟踪的接收机框图。在该实施例最好工作的环境中，各基站的天线像在正交发送分集系统中完成的那样发送数据信号的交替部分。

参考图5，接收机包括天线(500)，天线从多根基站天线接收发送信号。进行射频至基带转换(505)来产生数字数据流。

数字数据流被输入两个指(560和570)。各指包括解调通道(565和575)，其中来自射频至基带转换器(505)的数字数据流被解调为可用的数据信号。由于各指(560和570)能够独立地对其分配到的信号通道进行时间跟踪，因此第一个指(560)的初始偏移被选定为τ₁，第二个指(570)的初始偏移被选定为τ₂。

第一个指的τ₁偏移解调通道(565)包括去扩展器(515)，它将数字数据流与数据去扩展序列相乘，后者包括原始数据扩展序列和Walsh码。该序列被称作c_d1(n)。

然后，去扩展信号通过在码元时间(64码片)上将其相加(520)而被相关。为了旋转复输入信号的相位，来自相关器(520)的复信号输出与导频信号的估计相乘(525)。该步骤在偏移τ₁处产生已解调数据。

与在偏移时间τ₁处的解调平行，为了从与数字数据流相关的导频信号中产生更准确的τ₁，数字数据流也在偏移量(τ₁-0.5)(566)和(τ₁+0.5)(567)处被解调。为了产生用于跟踪τ的误差信号而进行早期(566)和滞后(567)采样。

在±0.5码片延时块(516和521)之后，经延时的数字数据流与原始扩展序列和导频Walsh码的组合相乘(517和522)。这被称作c_p1(n)。去扩展信号被相关(518和523)，每个信号的幅值然后被平方(519和524)。

平方后的能量幅值被相减(526)以寻找两个能量间的差异A。如果差异为零，则τ₁的初始估计是准确的。如果差异不为零，则用误差信号A来产生后面所述的新的τ₁估计。

误差信号A被输入执行闭环跟踪过程的时间跟踪环(527)，该过程在本领域熟知并不再讨论。时间跟踪环(527)的输出是τ₁的新估计τ₁′。

第二个指的τ₂偏移解调通道(575)包括去扩展器(551)，它将数字数据流与数据去扩展序列相乘，后者包括原始数据扩展序列和Walsh码。该序列被称作c_d2(n)。

然后，去扩展信号通过在码元时间上将其相加(552)而被相关。为了旋转复输入信号的相位，来自相关器(552)的复信号输出与导频信号的估计相乘(553)。该步骤的输出在偏移τ₂处产生已解调数据。

在偏移时间τ₂处的解调平行，为了从与数字数据流相关的导频信号中产生更准确的τ，数字数据流也在偏移量(τ₂-0.5)(577)和(τ₂+0.5)(576)处被解调。为了产生用于跟踪τ₂的误差信号而进行早期(577)和滞后(576)采样。

在±0.5码片延时块(531和535)之后，经延时的数字数据流与原始扩展序列和导频Walsh码的组合相乘(532和536)。这被称作c_p2(n)。去扩展信号被相关(533和537)，每个信号的幅值然后被平方(534和538)。

平方后的能量幅值被相减(539)以寻找两个能量间的差异B。如果差异为零，则τ₂的初始估计是准确的。如果差异不为零，则用误差信号B来产生后面所述的新的τ₂估计。

误差信号B被输入执行闭环跟踪过程的时间跟踪环(540)，该过程在本领域熟知并不再讨论。时间跟踪环(540)的输出是τ₂的新估计τ₂′。

各指(560和570)的解调通道(565和575)的输出被输入数据多路分解器(555)。由于数据以交替方式从分集天线中发出，因此数据多路分解器(555)为了重建发送数据而在各解调通道(565和575)间交替。如果，数据被发送以便每隔一个码元就从不同的天线被发出，于是多路分解器(555)每隔一个码元在解调通道(565和575)间进行交替。数据多路分解器的输出是重建后的用户数据。

在上述图5的实施例中，c_d1(n)和c_d2(n)是不同的数据去扩展序列，而导频去扩展序列c_p1(n)和c_p2(n)也是相异的。上述参考图4的实施例已描述了该原因。

图6说明了本发明另一替代实施例接收机的框图。在一种实现中，该接收机可用于宽带CDMA(WCDMA)环境中。WCDMA标准是本领域熟知的并不再讨论。图6所述的接收机也可被用在其它要求由本发明提供的时间跟踪的多址环境中。

虽然用两个指说明了图4的实施例，然而图6的实施例在两个指间共享某些硬件和固件，譬如去扩展器、旋转器和累加器。可以看见，两个指(460和470)的块416和431携带相同的信号x(n)。此外，块421和435携带相同信号z(n)。两个指之间的仅有差异是用来去扩展信号的导频Walsh码。

在WCDMA标准中，c_p1和c_p2在512码片的相关持续时间上具有特殊关系。该关系表示如下：

c_p2(n)＝c_p1(n)      对于n＝0到255；以及

c_p2(n)＝-c_p1(n)     对于n＝256到511。

为了产生图4讨论中所述的和，可以使用单个加法器，在连续的256码片间隔上进行累加。该加法器会形成下列和：

sum1＝sum(x(n)*c_p1(n))    对于n＝0到255；以及

sum1＝sum(x(n)*c_p2(n))    对于n＝256到511。

图6的实施例实现图4的减少的硬件形式。参考图6，接收机包括解调通道(601)，其中来自射频至基带转换器的数字数据流在同一时偏τ处被解调。图6的解调通道(601)大致与图4所述的解调通道(465)类似。因此，参考上述对图6解调通道(601)的操作的讨论。

与在偏移时间τ处的解调平行，为了从与数字数据流相关的导频信号中产生更准确的τ，图6的接收机在偏移(τ-0.5)和(τ+0.5)处对数字数据流进行解调。为了产生用于跟踪τ的误差信号而执行早期(605)和滞后(610)采样。

然后，早期(605)和滞后(610)采样用Walsh码c_p1(n)(610和615)进行去扩展。为了产生来自各加法器(620和625)的一个码元的输出，这些信号接着在256码片的间隔上被累加(620和625)。

然后，码元被输入延时块(630和635)，延时块使码元能根据控制信号a₁和a₂的状态被交替地从自身相加或减去。控制信号a₁和a₂由随后参考图7描述的移动站控制器(660)产生。控制器(660)用来确定控制信号状态的过程取决于图8所述的导频结构和码元数量。

图8示出本领域中熟知的WCDMA的导频结构表。表的顶行是从分集天线发出的导频结构，而第二行是从初级天线发出的导频结构。码元号对应于导频码元的特定组(A，A)或(-A，A)。

用了图8的码元号之后，控制器(660)如下的控制信号a₁和a₂：

码元号码  a₁ a₂  0和1  1  -1  2和3  -1  1  4和5  1  -1  6和7  -1  1

再次参考图6，上述控制信号用于通过在相加(631，633，636和638)之前用“1”或“-1”或乘以码元或乘以经延时的码元(632，634，637和639)而产生y₁和y₂的和。作为示例，在码元“0”期间，y₁＝sum1+sum2，其中sum1和sum2如上所述。同样在码元“0”期间，y₂＝sum1-sum2。

然后，信号y₁和y₂以512码片的间隔(640和645)被采样。该采样过程恢复原始码元。

然后，为了产生A信号，经恢复的码元的幅值在早期y₁和y₂信号相加前被平方(661-664)。为了产生B信号，滞后的y₁和y₂信号的负数被相加。如在图4的实施例中那样，A和B信号被输入加权平均块(680)。然后，为了产生更新的τ、τ′，加权平均(680)的输出被输入时间跟踪环(685)。

尽管本发明的上述方法和装置使用了±0.5码片的延时和误差信号加权来获得定时误差的测量，然而替代实施例使用其它过程来获得定时误差的测量。此外，替代实施例可以用于使解调元件能独立地对来自各天线的信号进行时间跟踪。

图7说明结合了本发明的时间跟踪过程和装置的移动站框图。移动站包括与天线(703)耦合的发射机(702)和接收机(701)。发射机为了传输而调制来自麦克风(705)的听觉信号。在某些情况下，作为调制过程的一部分，发射机(702)或其它装置可以根据通信装置的类型对来自麦克风(705)的听觉信号进行数字化。然后，天线(703)将信号发射至基站。

接收机(701)包括上述的时间跟踪过程和装置。接收机负责接收、跟踪并解调在天线(703)上接收到的信号。在某些通信装置中，接收机可以负责将接收到的数字信号转换成它们由扬声器(706)发射的模拟等价物。

通信装置由诸如微处理器这样的处理器(704)或其它控制装置进行控制。处理器耦合至发射机(602)和接收机(601)并控制它们的功能。例如，处理器可以用于监控指用于适当跟踪并且执行搜索器和指分配算法。

显示器(607)和键盘(608)耦合至处理器(604)，用于显示由用户在键盘(608)上输入的信息。例如，用户可以用键盘(608)输入电话号码，它被显示在显示器(607)上并随后用发射机(602)发送至基站。

在优选实施例中，通信装置是结合了本发明的时间跟踪的CDMA蜂窝无线电话。替代实施例包括具有通信能力的个人数字助理以及具有通信能力的计算机。

如上所述，图4的实施例最好工作在空时扩展系统中，而图5的实施例最好工作在正交发送分集系统中。然而，这些实施例不仅限于那些天线分集方案。换句话说，图4的实施例可以工作在正交发送分集系统中而图5的实施例可以工作在空时扩展系统中。此外，各实施例将用任何类型的发送或接收天线分集方案进行工作。

总而言之，本发明的过程和装置提供了一种移动站，它具有在基站用天线分集进行发送的区域中对接收信号进行时间跟踪的能力。根据基站怎样在多根天线上发送用户数据，移动接收机可以或使用平均定时误差来跟踪定时偏移，或使用来自各解调元件的独立误差估计来独立地对来自各天线的信号进行时间跟踪。