用于与四端子传感器一起使用的控制电路和包括这种控制电路的测量系统

摘要

一种用于与四端子传感器一起使用的控制电路，所述传感器具有第一和第二驱动端子以及第一和第二测量端子，所述控制电路被配置来利用激励信号驱动所述第一和第二驱动端子中的至少一个以感测所述第一和第二测量端子之间的电压差并控制所述激励信号，如此所述第一和第二测量端子之间的电压差便在目标电压范围内，且其中所述控制电路包括在其传递特性中的N个极点和在其传递特性中的N-1个零点，如此当回路增益降至单位增益时，闭合回路周围的相移基本上不为2π弧度或其倍数，其中N大于1。

说明书

技术领域

本发明涉及用于与四端子传感器一起使用的控制电路、四端子传 感器和控制电路的组合以及提高与四端子传感器一起使用时的测量 系统的精确度的方法。例如，传感器可以是生物传感器，比如葡萄糖 传感器。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了用于与四端子传感器一起使用的 控制电路，传感器具有第一和第二驱动端子以及第一和第二测量端 子，控制电路被配置来利用激励信号驱动第一和第二驱动端子中的至 少一个以感测第一和第二测量端子之间的电压差并控制激励信号，如 此第一和第二测量端子之间的电压差便在目标电压范围内，且其中控 制电路包括在其增益频率传递特性中的N个极点和在其增益频率传 递特性中的N-1个零点，如此当回路增益降至单位增益时，闭合回 路周围的相移基本上不为2π弧度或其倍数，其中N≥2且为整数。

因此，有可能使用控制电路中更高的增益（与仅通过在低频下减 小开环增益直到控制电路中的闭环增益已降至单位增益的这个时间， 同时将增益随频率的变化保持为基本上-20dB每10倍频变化而实现 稳定性的情况相比）在多个频率下对四端子传感器的阻抗进行阻抗测 量。

以上提到的N个极点和N-1个零点是在控制电路具有足够增益 以使振荡发生的频率下发生的极点和零点。这意味着例如回路内的正 向通路中的增益大于单位增益。优选地，增益裕度包括在回路内以允 许制造变化或温度变化，且因此发明内容中提及的N个极点和N-1 个零点在增益大于由增益裕度修改的单位增益的频率下发生，如在增 益为0.5或更少比如0.3处。

在高于控制器增益或回路增益已降至小于单位增益（优选地由增 益裕度修改），如此增益便例如小于0.5的频率的频率空间内发生的 极点不会导致不稳定且可被忽略。

在控制电路内使用更高的增益意味着可将第一和第二测量端子 之间的电压差更严密地控制为目标值或目标值范围，且因此也将相应 地改进对其它参数的测量。

有利的是，控制电路具有用于接受差分参考电压的第一和第二参 考电压输入端子。差分参考电压为第一和第二测量端子之间的电压差 设定目标电压。

有利的是，四端子传感器包括负载，其阻抗（除其它外）作为化 学品、酶或生物材料的浓度的函数而变化。可选地，负载的阻抗可作 为反应的函数而变化。已知可生产用于对生物参数进行电子检测的传 感器。这种广泛使用的电可读生物传感器的实例包括用于治疗糖尿病 的血糖测量条。

根据本发明的第二方面，提供了与四端子传感器一同构成本发明 的第一方面的实施方案的控制电路。

根据本发明的第三方面，提供了运行包括多端子传感器和激励电 路的仪器回路的方法，其中多端子传感器具有与第一感测端子不同的 至少一个驱动端子，且其中多端子传感器具有另一个端子，且其中激 励电路被配置来测量第一感测端子和另一个端子之间的电压差，并使 用这个电压差来控制施加到所述至少一个驱动端子的激励信号以将 第一感测端子和另一个端子之间的电压差保持为目标值或保持在目 标范围内，且其中激励电路被配置为在其传递特性具有至少一个零 点，如此其便满足巴克豪森稳定性准则。

优选地，所述至少一个零点被定位在低于激励电路的正向增益已 降至小于单位增益的频率，如此包含激励电路的闭合回路便无法经历 自持振荡。

附图说明

现在将通过非限制性实例参考附图描述本发明，其中：

图1是构成本发明的实施方案的测量电路的电路图；

图2是电流测量电路的电路图；

图3是另一个电流测量电路的电路图；

图4是表示可应用于对合适的测量单元进行电化学分析的激励 信号的图；

图5是电化学葡萄糖测量单元的电流相对于时间的理想化演变 的图；

图6是血糖测试传感器的阻抗与频率的图；

图7是已被其生产商稳定以防止自激振荡的运算放大器的增益 频率传递特性；

图8是放大器的相移与频率关系的图表，其增益频率响应已在图 7中示出；

图9示出图1中的电路的一部分，但是包括了寄生组件；

图10是图1的电路的增益频率特性的图表，其响应特性中不存 在任何补偿零点；

图11是已在图10中示出增益频率响应的电路的相位频率响应的 图表；

图12是本发明的实施方案的增益频率响应的图表；

图13是其增益频率响应在图12中示出的实施方案的相位频率图 表；

图14是电路的电路图，电路中的前两个级可用于引入两个极点 和一个零点，或所有三个级可用于引入三个极点和两个零点；

图15是根据本发明的可被稳定的差分仪器回路的图；以及

图16是用于引入极点零点对的另一个电路的电路图。

具体实施方式

图1是由四端子传感器（通常指示为2）与控制电路（指示为4） 和电流测量电路（指示为8）结合组成的测量电路的电路图。四端子 传感器包括负载10，其阻抗作为被测变量的函数而变化。因此，例 如，负载可以是用于生物学测量的单元，其阻抗作为分析物浓度的函 数变化。分析物可例如是血糖。单元可附接至衬底并连接至衬底上的 端子，如此单元10可被电激励且监控流过单元的电流。作为这个测 量的一部分，可希望非常精确地知道单元10两端的电压以及通过其 的电流。至单元10以及从单元10的连接可遭受制造变化并可表现出 阻抗，且阻抗确实会改变，这将影响电压测量的精确度。为了克服这 种阻抗问题，可将单元作为四端子传感器的一部分提供。四端子传感 器包括理论上连接至单元一端的第一驱动端子20和理论上连接至单 元的相对端的第二驱动端子22。由电阻器24表示的阻抗可存在于第 一驱动端子20和单元10的第一端之间。这个第一阻抗24可以是有 意的，或其可仅仅是单元10的属性以及与其进行的连接的函数，且 因此可被看作是寄生分量。相似地，第二电阻26可存在于单元10的 第二侧与第二驱动端子22之间的通路中。通过具有分别连接至单元 10的第一和第二端的第一和第二测量端子30和32，四端子传感器克 服了这些电阻24和26的问题。这些连接也可表现出如分别由电阻器 34和36表示的有意或寄生阻抗。尽管此处已使用“端子”一词，但 是应理解其可被术语“节点”代替。

如果连接至这些第一和第二测量端子30和32的测量电路中没有 电流或基本上没有电流，那么在第一和第二测量端子30和32出现的 单元输出电压将精确地表示单元10两端的电压差。实际上，这种条 件可由使用高阻抗前端的运算放大器实现。这种高阻抗前端通常将绝 缘栅场效应晶体管用作输入设备。结果是，这种电路基本上不从测量 端子汲取电流。

控制电路6已被示意性地表示为运算放大器。这基本上是正确 的，因为尽管其具有第一至第四输入41至44，但是其在图1中示出 的闭合回路内的作用是驱动其输出节点50处的电压以使输入41处出 现的电压和输入42处出现的电压之间的电压差与信号输入44处出现 的信号和参考电压输入43处出现的信号之间的电压差之和最小化。 可由运算放大器形成这些差值的每一个（即，输入41和42处的信号 之间的差值以及输入43和44处的信号之间的差值），然后这些差值 的每一个可用作另一个运算放大器的输入。

可以理解，第一输入41和第二输入42的值之间，以及输入43 和输入44处的电压之间存在小的电压差，但是这个电压差的大小取 决于控制电路6的增益。广义上而言，电压差的大小随着控制电路6 的增益的增大成比例地减小。因此，控制电路6内的高增益导致单元 10两端的电压差被如此控制以致其与由参考电路52生成并被供应至 控制电路6的参考输入42和43的电压差精确匹配。输入偏移的影响 已被忽略，且假设将使用合适的技术，比如自动调零来减少这些误差 来源。

为了控制单元10两端的电压，电流必须流经单元，例如从第一 驱动端子20流至第二驱动端子22。作为单元所响应的对生物材料进 行的测量的一部分，有必要知道通过单元的电流大小。为此，提供了 电流测量电路8。在图1所示的实例中，测量电路8已被定位在第二 驱动端子22和小信号接地60之间。然而，还可在控制电路6的输出 节点50和四端子传感器2的第一驱动节点20之间的反馈回路内提供 电流测量电路8。本领域的技术人员在一定程度上取决于其认为最方 便执行的电流测量技术或电路来进行自由选择。

参考电压52可被配置来生成DC电压脉冲，在这种情况下希望 测量电流相对于时间的演变。然而，出于检验和校准的目的，可能还 希望参考电压52生成变化的信号，例如交替的正弦曲线，且在这种 情况下变得希望测量电路8知道正弦信号的相位，如此便可测量电流 的大小和相变，以例如推断单元10的复阻抗。可通过将第一和第二 测量端子之间的电压差的大小和相位与流过传感器的电流的大小和 相位进行比较来确定复阻抗。

图2示意性地图示了第一电流测量电路，其包括串联安置在第二 驱动节点22和小信号接地60之间的感测电阻器70。可由模拟数字 转换器80测量电阻器70两端出现的电压。取决于电路设计者所需的 速度和精确度要求，模拟数字转换器80可在任何合适的转换器技术， 比如sigma-delta、逐次逼近或闪存技术中执行。

图3示出图2的变化，其中电流感测电阻器被放置在运算放大器 90的反馈回路中，运算放大器90使其反相输入连接至第二驱动端子 22，且其非反相输入连接至小信号接地60。这种构造可能是有利的， 因为这意味着凭借形成虚接地的放大器90，第二驱动端子22处的电 压基本保持恒定，且可选择电阻器70的阻抗以在放大器90的输出处 给出更大的输出电压范围。再一次说明，输出电压可被模拟数字转换 器80数字化。

负载10可例如是电子测量的电化学条，葡萄糖条是其常见实例。 图4图示了用于这种条的安培计测量协议。在安培计测量过程中， DC电压在时间T₀被施加在所述条的两端并保持恒定，直到时间T₁为止。时间T₁和T₀之差基本上为1秒，且电压的大小可以是大约500 mV。测量协议过程中，经过单元的电流变化基本上如图5中所示。 因此，电流快速上升至初始值I₀并衰减至值I₁。曲线形状为Cottrellian 曲线（其遵循Cottrell方程），其形状基本上随而变化。参数K 的值作为分析物浓度的函数而变化。然而，K的值也可作为其它参数 的函数变化，一个常见参数为温度，但是存在污染物时其也可变化。 在Cottrell方程的更复杂形式中，K的值作为被测量物质的扩散系数 的平方根而变化，且其为扩散系数，扩散系数为温度的函数。因此， 希望在主要测试之前或之后进行一些校正测量以推断可用于修改K 值的因素，如此以致例如葡萄糖测试变得更精确。

本领域的工作者已观察到一些这些误差的来源，比如可通过测量 单元10的复阻抗来推断温度和一些干扰性化学品。因此，例如已观 察到，对于葡萄糖测量单元而言，如图6中所示的阻抗相对于频率的 变化具有通常指示为100的转折点。如本领域的技术人员已知，转折 点的位置可用于例如为温度测量导出校正因子。因此，测量作为频率 函数的阻抗使得能够推断单元10的温度。期望这种方法可被沿用到 响应于各个分析物的许多生物传感器。

例如，如果某人想要测量温度，那么可认为通过在所述单元内装 配温度传感器，温度测量将会更好地进行，但是这可能没有像最初想 像般可取。首先，温度传感器将几乎肯定倾向于测量衬底（其上形成 单元）的温度而非单元的温度。因此，当将生物样本（比如，血液） 被引入至测量单元时，所述单元的温度将不同于衬底的温度，且将需 要均衡时间，在此期间样本中的化学品（分析物），比如葡萄糖和单 元内用于测试那些化学品的试剂之间可发生反应。此外，温度传感器 的形成将需要额外的处理步骤，且温度传感器本身可能将会遭受制造 误差，且因此可能实际上不会改进温度测量，以及因此对相关参数（比 如，扩散率）的估计。

通常，单元的复阻抗是通过在某一范围的频率下（比如1kHz、 2kHz、10kHz和20kHz）在单元两端诱发例如量级为15mV的低压 正弦波来测量的。这个阻抗可以已知的方式用于对温度应用校正因 子。然而，这会造成其自身的测量问题。

如之前所述，控制电路可被看作非常像运算放大器那样运行。电 子工程师通常知道连接在反馈回路中的放大器具有进入自持振荡的 能力。此外，大多数工程师知道运算放大器的生产商通过有意在放大 器中插入低频极点（即，低通滤波器）来防止自激振荡，以修改放大 器的增益与频率响应。广义上而言，且如图7中所图示，在频率响应 特性中插入单个极点110使得增益（以分贝表达）减小-20dB每十 倍频。这在高于极点110位置的频率下引入作为频率函数的-90°的相 移，如图8所图示。大多数电气工程师带着这样的工作“经验法则” 离开大学，即，回路中的增益超过单位增益时，只要回路的增益仅减 小-20dB每十倍频，那么放大器或反馈回路将保持稳定。

其结果是，只要低于运算放大器的单位增益频率下只存在一个极 点，则可确保稳定性。然而，一般而言，很难确保只存在一个极点。

图9详细图示了图1中的四端子传感器，但是这次包括了寄生组 件，尤其是寄生电容器120和122的效应。可看到，寄生电容120与 电阻器34一起作用以形成低通滤波器，其断点将由电阻器34的电阻 和寄生电容器120的电容决定。这个低通滤波器将另一个极点置于控 制电路中的前向信号通路的频率响应中。类似地，电阻器36和寄生 电容器122也形成低通滤波器。为了简单起见，假设这些两个极点在 相同频率下，因此可被看作是单个低通滤波器。如果并非是极点可被 看作形成单个低通滤波器的情况，那么通常一个极点将比另一个极点 更麻烦，因此作为优选，本文描述的恢复回路稳定性的措施将应用于 极点中更为麻烦的一个。

图10示意性地图示了图1中所示电路的频率响应特性，其中由 于主极点110通过设计而被包括以提供回路稳定性，所以主极点110 存在于控制电路频率响应中，且由于在电阻器34和寄生电容器120 以及电阻器36和寄生电容器122之间不注意地形成滤波器，所以存 在另一个极点140。如果寄生极点140发生在控制电路6的开环增益 未降至0dB以下（低于单位增益）的频率下，那么频率响应具有在 已达到单位增益的某一区域（通常以150指示）内下降-40dB每十 倍频的能力。类似地，第二极点将在频率响应中另外增加90°的相移， 如图11所示，如此在单位增益频率下，控制电路中的相移基本上为 180°。由于负反馈回路，这结合了180°的相移，给出总共大约360° 的相移，并因此将电路放置在其能够经历自持振荡的位置。通常，工 程师面对这个问题时知道可通过将放大器的开环增益减小至较低的 值来解决不稳定性，如图10中的曲线160所指示，如此与0dB线的 截点便出现在-20dB每十倍频处。然而，这种技术带来稳定性的同 时减小了开环增益，且因此增大了参考电压和测量的电压差之间的误 差电压。此外，增益必然随频率减小，因此在2kHz下的增益将比在 1kHz下的增益小6dB，在10kHz下的增益将（根据定义）比在1kHz 下的增益小20dB，且在20kHz下的增益将比在1kHz下的增益小 26dB。目标电压差和参考电压差之间的误差将相应地增大。因此， 可看到引入电路稳定性的这种方法对测量精确度有很大影响。

抗自持振荡的稳定性可通过例如在低于单位增益频率的频率响 应中引入零点170来解决，如此频率响应的斜率便从低于零点170的 频率下的-40dB每十倍频修改成高于零点170的频率下以及单位增 益频率下的-20dB每十倍频。图12示出了这种配置。图12还示出 在高于单位增益（0dB）频率的频率下发生的另一个极点172，仅为 了指出此处的极点不会引入自持振荡。图13示出这种传递函数的一 般化相位曲线，其示出相变在零点170之下基本上为-180°，在零点 170和极点172的位置之间基本上升至-90°，并在高于极点172的频 率的频率下返回至-180°。

值得指出的是，如所示在低于零点170的频率的频率下发生的 -40dB每十倍频的增益改变不会造成振荡。这对于许多电子工程师 而言是违反直觉的。然而，由巴克豪森稳定性准则决定电路是否振荡。 巴克豪森准则适用于反馈回路中的线性电路。所述准则称，如果A 为电路的正向通路中的放大元件的增益，且β(Jω)为反馈通路的传递 函数，如此βA便为电路的反馈回路周围的回路增益，那么电路将仅 在以下频率下维持稳态振荡：

i)回路增益等于单位增益的绝对值，即│βA│=1；以及

ii)回路周围的相移为零或2π的整数倍。

巴克豪森准则是振荡的必要条件，但非充分条件。满足所述准则 的一些电路不会振荡。然而，如果电路不满足所述准则，那么其将不 会振荡。这确认了，如图12所示，即便在相对较低频率下的高增益 在正向通路中伴随有-180°的相移，加上由于形成反馈回路所致的另 外-180°的相移（因此基本上相当于2π），相对较低频率下的高增益 本身将不会创造振荡条件。

图12的增益频率特性可通过引入另外的极点和零点来修改，但 仅当频率响应超过单位增益值，频率响应仅下降20dB每十倍频时才 足以改变。因此，朝向图的较低频率端的响应可取决于多少极点已被 引入频率响应特性中而下降-40dB每十倍频、-60dB每十倍频、-80 dB每十倍频或更多dB每十倍频。

图14图示了在频率响应中提供了三个极点和两个零点的电路， 为了说明，电路仅被绘制为单端电路，其接收代表单元输出信号的负 幅度的第一输入200和代表参考信号的幅度的第二输入202。这些信 号的每一个经由各自的阻抗210和212被输入至第一运算放大器216 的反相输入214中。运算放大器216使其非反相输入连接至小信号接 地，且电容器220连接在第一放大器216的输出222和其反相输入 214之间。本领域的技术人员将认识到，放大器216的反馈回路中存 在电容器220形成了积分器。理想的积分器将极点置于0Hz下。然 而，鉴于实际上放大器216具有有限增益，那么极点实际上被定位在 接近0Hz而非实际上在0Hz下。可提供输出节点224以选择性地允 许电路的运行，如现有技术中所描述。

然而，根据本发明的实施方案，还与相关联的零点一起提供一个 或多个极点。极点和零点对可由电路区块（通常指示为240）提供， 在本实例中，已经串联提供了两个这种区块240、240a。然而，可凭 借仅包括一个电路区块240，或实际上三个或更多这种电路区块来实 践本发明。电路区块240包括另一个运算放大器250，使其非反相输 入连接至小信号接地。在另一个运算放大器250的反相输入和向其供 应信号的电路之间提供输入电阻器252，在本实例中其为在放大器 216周围形成的积分器。另一个放大器250周围的反馈回路包括与电 阻器256串联的电容器254。可看到，在低频下电容器254的阻抗占 主导地位，且因此反馈回路表现为积分器。在这种特定配置中，电路 区块240提供的另一个极点基本上在0Hz下发生。还可看到，当频 率上升时，电容器254的阻抗减小并开始变得不如另一个电阻器256 的阻抗重要。事实上，电容器254的电容C₂₅₄和电阻器256的电阻 R₂₅₆的值在下插入零点。通过检查可另外观察到，在高于 区块240中引入零点的频率的频率下，区块240的增益由电阻器256 与电阻器252之比决定。提供输出节点260，如此从这个节点260拾 取的信号与图1的输出节点50对应。假如由电容器254和电阻器256 形成的零点在低于控制电路6的单位增益频率下发生，那么将确保稳 定性。

也可提供与第一区块相似的另一区块（但是相似部分通过附上 "a"来指示）来引入第二极点零点对。由另一个电路区块引入的零点 不需要被定位在与由第一区块提供的零点相同频率的频率下。

图15图示了图1中所示电路的另外变化，其中提供了两个控制 电路。上控制电路（其包括附加极点零点补偿，如上文中所描述）从 第一参考电压发生器270接收第一参考电压，并控制第一测量端子 30处的电压以匹配由第一参考电压发生器270提供的参考电压。第 二控制电路302从第二参考电压发生器307接收第二参考电压，并将 第二测量端子32处的电压控制为等于来自第二参考电压发生器307 的电压。因此，传感器的上下分支以双端方式被驱动至各自的电压。 电流测量电阻器70可被插入任一控制回路中（因为根据定义，每一 个控制回路中的电流必须相同，且电阻器70两端出现的电压可被差 分输入模拟数字转换器80数字化。

图16是如本领域的技术人员已知的可用于提供极点零点对的另 一个电路的电路图。其包括具有作为信号输入的非反相输入的运算放 大器320。电容器322连接在放大器320的输出和放大器320的反相 输入之间。电阻器324将反相输入连接至小信号接地。

应注意，设计者也可将零点置于传递特性中，而不形成关联的极 点。如本领域的技术人员已知，这种零点可作为高通滤波器（有源滤 波器或无源滤波器）执行。

因此，有可能通过合适地插入附加极点（优选地作为积分器）和 零点（优选地作为高通滤波器）来修改所述控制电路或每一个控制电 路的频率响应，以使得能够使用（与仅通过单独使用增益衰减而非通 过引入附加的极点零点对来减小控制电路的开环增益来确保稳定性 的情况相比）高得多的回路增益。

此处呈现的权利要求是以单项从属格式撰写的，以便适合在 USPTO申请。然而，为了在经常使用多项从属权利要求的其它地区 使用，除技术上明确不可行的地区之外，每一项从属权利要求将被假 设为多次从属于享有相同独立权利要求的所有前述从属权利要求。