MIMO通信方法、MIMO发送装置和MIMO接收装置

摘要

本发明涉及MIMO通信方法、MIMO发送装置和MIMO接收装置。获得包括I数字信号序列和Q数字信号序列的第一数字信号序列，第一数字信号序列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列的每一位乘以构成n阶(n是整数)正交码的码之中的第一码而获得的。通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系数来获得第二数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列的每一位乘以构成2n阶正交码的码之中的第一码而获得的。逐位地把第一数字信号序列和第二数字信号序列相加以创建一个数字信号序列，并且从单个天线发送所述一个数字信号序列。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求于2013年6月14日提交的序列号为61/835,119以及 于2013年3月11日提交的序列号为61/776,161的美国临时专利申请 的在先申请日的权益，每一个申请的内容通过引用包含于此。

技术领域

本公开涉及一种使用MIMO(多输入多输出通信)的MIMO通信 方法以及MIMO发送装置和MIMO接收装置。

背景技术

MIMO通信方案已作为一种用于增加通信容量的技术被投入实 际使用。这种技术被设计为允许使用具有N个发送单元的发送器和 具有N个接收单元的接收器来传输N个系统上的不同数据序列，其 中N是大于或等于2的整数，并且这种技术保留N倍的通信容量， 导致在仅一个系统上传输的情况下的通信速度的N倍的通信速度。

这种技术当前在LTE(长期演进)、WiFi(无线保真)等中被用作 SU-MIMO(单用户-MIMO)。在未来，将会存在作为MU-MIMO(多 用户-MIMO)的扩展版本，并且正在积极研究利用信道之间的正交性 来提高频率使用效率、多个小区的统一操作等。

在MIMO中，当前，如上所述，发送器和接收器分别需要N个 发送单元和N个接收单元。也就是说，发送器包括N个发送天线和 N个发送电路，并且接收器包括N个接收天线和N个接收电路。N 个发送电路具有相同的特性，并且N个接收电路具有相同的特性。

建立MIMO通信的条件是通过使用从发送器发送的参考信号在 接收器侧测量形成在发送天线和接收天线之间的通信路径的通信信道 的增益、以矩阵的形式把增益表示为通信路径矩阵(H矩阵)并且在接 收器侧乘以通信路径矩阵的逆矩阵来分离多个发送信号的能力。

发明内容

在移动终端是MIMO接收装置的情况下，出现下面的问题。

首先，小壳体需要包括N个(多个)天线和接收电路。也就是说， 包括多个天线和接收电路背离移动终端的更紧凑且更轻的设计和低功 耗的趋势。特别地，在MIMO通信技术的发展中采用的8×8MIMO 通信需要多达八个天线和八个接收电路；然而，把这样的8×8 MIMO通信应用于小的移动终端实际上是不可能的。

其次，由于对于单个接收系统使用通常两个天线的分集接收是常 见的，所以接收器需要设置有(2×N)个或更多的天线以便为N×N MIMO接收的功能提供分集。在不使用分集的情况下，MIMO性能 可能未被充分利用，导致这样的问题：如果包括了诸如天线和接收电 路的硬件，则将不会实现充分的效果。

第三，对于接收器的紧凑性，接收天线和发送天线之间的通信路 径的相关性的增加引起问题，这是因为上述H矩阵不是正则的并且 无法实现信号分离。

因此，需要一种用于减少接收天线的数量的可供实际使用的技 术。在这个方面，在由美国SkyCross Inc.出版的非专利文献 “Isolated Mode Antenna Technology,January2008”中提出一种技 术。这种技术通过使用布置在单个天线中的多个馈电点基于空间射束 方向提供分离，在该天线中来自每个馈电点的输入信号形成不同的射 束，并且改变射束的偏振的平面能够实现分离。

然而，当用于改变射束的偏振的平面的技术被用于实际无线传输 时，在传播期间由多个未指定的散射器散射的无线电波由接收天线组 合并且接收，这使偏振的平面复杂地旋转，导致了问题，这是因为各 系统非常难以分离。

本发明人认识到需要减少MIMO通信中的接收天线的数量。

根据本公开的MIMO通信方法是具有N个(N是大于或等于2的 整数)发送天线的MIMO通信方法。

通过下面的过程获得要从第一发送天线发送的信号。

首先，获得第一数字信号序列和第二数字信号序列。

第一数字信号序列包括I数字信号序列和Q数字信号序列，所 述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中 的I序列和Q序列中的每一位乘以构成n阶(n是整数)正交码的码之 中的第一码而获得的。

通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系 数来获得第二数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序 列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列中的每一位乘以 构成2n阶正交码的码之中的第一码而获得的。

逐位地把第一数字信号序列和第二数字信号序列相加以创建一个 数字信号序列。

对以上述方式获得的所述一个数字信号序列执行快速傅里叶逆变 换，然后将其从第一发送天线发送。

通过下面的过程获得要从第二发送天线发送的信号。

首先，获得第三数字信号序列和第四数字信号序列。

第三数字信号序列包括I数字信号序列和Q数字信号序列，所 述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中 的I序列和Q序列中的每一位乘以构成n阶正交码的码之中的第二 码而获得的。

通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系 数来获得第四数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序 列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列中的每一位乘以 构成2n阶正交码的码之中的第二码而获得的。

逐位地把第三数字信号序列和第四数字信号序列相加以创建一个 数字信号序列。

对以上述方式获得的所述一个数字信号序列执行快速傅里叶逆变 换，然后将其从第二发送天线发送。

在接收器侧，执行下面的过程。

在接收天线接收从第一发送天线和第二发送天线发送的信号，并 且执行快速傅里叶变换以获得频率轴的接收信号作为第一级接收信 号。然后，把通过计算第一级接收信号和在发送时使用的正交码之中 的最高阶码的内积获得的信号乘以[1/(第一系数)]，以获得作为第一 解码接收信号的信号。

另外，从第一级接收信号减去通过把第一解码接收信号再次和所 述正交码相乘获得的结果以获得第二级接收信号，并且计算第二级接 收信号和在发送时使用的次高阶正交码的内积以获得作为第二解码接 收信号的信号。

根据本公开的MIMO发送装置是包括N个(N是大于或等于2的 整数)发送天线和N个发送单元的MIMO发送装置。

第一发送单元获得第一数字信号序列和第二数字信号序列。

第一数字信号序列包括I数字信号序列和Q数字信号序列，所 述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中 的I序列和Q序列中的每一位乘以构成n阶(n是整数)正交码的码之 中的第一码而获得的。

通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系 数来获得第二数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序 列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列中的每一位乘以 构成2n阶正交码的码之中的第一码而获得的。

执行下述过程：逐位地把第一数字信号序列和第二数字信号序列 相加以创建一个数字信号序列，并且对所述一个数字信号序列执行快 速傅里叶逆变换以创建OFDM调制的发送信号。

第一发送天线发送由第一发送单元创建的该OFDM调制的发送 信号。

第二发送单元获得第三数字信号序列和第四数字信号序列。

第三数字信号序列包括I数字信号序列和Q数字信号序列，所 述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中 的I序列和Q序列中的每一位乘以构成n阶正交码的码之中的第二 码而获得的。

通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系 数来获得第四数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序 列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列中的每一位乘以 构成2n阶正交码的码之中的第二码而获得的。

执行下述过程：逐位地把第三数字信号序列和第四数字信号序列 相加以创建一个数字信号序列，并且对所述一个数字信号序列执行快 速傅里叶逆变换以创建OFDM调制的发送信号。

第二发送天线发送由第二发送单元创建的该OFDM调制的发送 信号。

根据本公开的MIMO接收装置是用于接收从N个(N是大于或等 于2的整数)发送天线发送的信号的MIMO接收装置。

由接收天线接收的信号是通过获得第一数字信号序列和第二数字 信号序列而获得的信号。

第一数字信号序列包括I数字信号序列和Q数字信号序列，所 述I数字信号序列和Q数字信号序列是通过把数字信号序列系统中 的I序列和Q序列中的每一位乘以构成n阶(n是整数)正交码的码之 中的第一码而获得的。

通过把I数字信号序列和Q数字信号序列乘以大于1的第一系 数来获得第二数字信号序列，所述I数字信号序列和Q数字信号序 列是通过把数字信号序列系统中的I序列和Q序列中的每一位乘以 构成2n阶正交码的码之中的第一码而获得的。

逐位地把第一数字信号序列和第二数字信号序列相加以创建一个 数字信号序列，并且对所述一个数字信号序列执行快速傅里叶逆变换 和OFDM调制，并且以无线方式发送。

然后，MIMO接收装置对由接收天线接收的信号执行快速傅里 叶变换以获得频率轴的接收信号作为第一级接收信号。计算第一级接 收信号和在发送时使用的正交码之中的最高阶码的内积以获得一信 号，并且把获得的信号乘以[1/(第一系数)]以创建第一解码接收信 号。

另外，从第一级接收信号减去通过把第一解码接收信号再次和所 述正交码相乘获得的结果以获得第二级接收信号，并且计算第二级接 收信号和在发送时使用的次高阶正交码的内积以获得作为第二解码接 收信号的信号。

根据本公开，把具有不同幅度的码的复用应用于OFDM能够把 接收天线的数量减少至1，而传统的(N×N)MIMO需要N个接收天 线。这能够在不增加天线的数量的情况下实现高速MIMO通信。

附图说明

图1是示出根据本公开的实施例的例子的发送装置的例子的框 图。

图2是示出根据本公开的实施例的例子的接收装置的例子的框 图。

图3是示出根据本公开的实施例的例子的数据复用单元的示图。

图4是示出根据本公开的实施例的例子的数据排列的示图。

图5是示出根据本公开的实施例的例子的数据分离单元的示图。

图6是示出根据本公开的另一实施例的例子的码复用的示图。

图7是示出根据本公开的另一实施例的例子的发送装置(使用四 个发送天线的例子)的示图。

图8是示出根据本公开的另一实施例的例子的接收装置(使用多 个终端的例子)的示图。

图9是示出根据本公开的实施例的例子的发送(采取措施防止多 径衰落的例子)的示图。

图10示出根据本公开的误比特率(缩写为BER)特性。

图11是在图10中获得的BER<10×10^-3下使用EbN0值进行转换 的瑞利分布环境中的通信速度的例示。

图12是示出应用8PSK的示例性环境的框图。

图13示出8PSK信号的分派。

图14示出信号星座图（constellation）。

具体实施方式

以下将依次参照附图在下文描述本公开的实施例的例子。

1.根据实施例的发送装置的结构的例子(图1)

2.根据实施例的接收装置的结构的例子(图2)

3.发送装置的数据复用单元的例子(图3)

4.数据排列的例子(图4)

5.接收装置的数据分离单元的例子(图5)

6.另一实施例的例子(码复用的另一例子：图6)

7.另一实施例的例子(使用四个发送天线的例子：图7)

8.另一实施例的例子(使用多个终端的例子：图8)

9.另一实施例的例子(采取措施防止多径衰落的例子：图9)

10.其它变型例

[1.根据实施例的发送装置的结构的例子]

图1是示出根据实施例的发送装置的示例性结构的框图。图1中 示出的发送装置100是例如用于无线电话系统的基站中所包括的发送 装置。

在本公开的实施例的例子中，执行MIMO通信，其中在发送器 侧和接收器侧分别需要多个天线。这里，在本公开的例子中，能够减 少接收天线的数量。

在图1中的例子中，示出在2×2MIMO中使用单个接收天线的 例子。QPSK(正交相移键控)-OFDM(正交频分复用)被用作无线传输 信号调制方案。

如图1中所示，发送装置100包括：两个发送单元#0110和#1 120；和通信控制单元101，控制由两个发送单元110和120执行的 发送处理。这两个发送单元110和120具有相同的结构。

将描述发送单元#0110的结构。从通信控制单元101发送的数据 流被提供给映射单元111。映射单元111执行数据流的映射。从映射 单元111输出的数据被提供给交织单元112。交织单元112根据某一 规则执行交织处理以分配数据。

经受交织单元112的处理的数据被提供给数据复用单元113，并 且执行复用处理。复用处理的细节将在下面描述。在IFFT帧构造单 元114中形成由数据复用单元113复用的数据以创建具有要进行快速 傅里叶逆变换(IFFT)的帧结构的数据。

由IFFT帧构造单元114获得的具有所述帧结构的数据被提供给 快速傅里叶逆变换单元115。快速傅里叶逆变换单元115执行OFDM 调制以从频率轴转换到时间轴，并且获得I分量(实部分量)和Q分量 (虚部分量)的发送数据。I分量的发送数据和Q分量的发送数据分别 被提供给保护间隔插入单元116I和116Q以插入保护间隔。从保护 间隔插入单元116I和116Q输出的发送数据被提供给并行/串行转换 单元117I和117Q，并且被转换成串行数据。由并行/串行转换单元 117I和117Q通过转换获得的I分量和Q分量的串行数据被提供给 数字/模拟转换器118I和118Q，并且被转换成模拟信号。由数字/模 拟转换器118I和118Q通过转换获得的I分量和Q分量的信号被提 供给正交调制和射频单元119，并且经受针对I分量和Q分量的正交 调制并且被频率转换至特定发送频率。从正交调制单元和射频单元 119输出的发送信号被提供给发送天线#0102a，并且被从发送天线 102a以无线方式发送。

发送单元#1120具有与发送单元#0110相同的结构。也就是说， 从通信控制单元101发送的数据流被提供给映射单元121，并且依次 被顺序地提供给交织单元122、数据复用单元123、IFFT帧构造单元 124和快速傅里叶逆变换单元125以进行处理。另外，由快速傅里叶 逆变换单元125获得的I分量和Q分量的发送数据被提供给保护间 隔插入单元126I和126Q、并行/串行转换单元127I和127Q、数字/ 模拟转换器128I和128Q以及正交调制单元和射频单元129，并且经 受正交调制以获得发送信号，该发送信号已被频率转换至特定发送频 率。从正交调制单元和射频单元129输出的发送信号被提供给发送天 线#1102b，并且被从发送天线102b以无线方式发送。

要注意的是，以无线方式从两个发送天线102a和102b发送的信 号具有相同的发送频率。

[2.根据实施例的接收装置的结构的例子]

图2是示出根据实施例的接收装置的示例性结构的框图。接收装 置200被构造为例如用于无线电话的移动终端。

执行MIMO通信的接收装置200包括一个接收天线201和一个 接收单元210。

由接收天线201接收的信号被提供给射频单元和正交调制单元 211，在射频单元和正交解调单元211，解调以特定频率以无线方式 从发送装置100发送的信号并且获得I分量和Q分量的接收数据。I 分量的接收数据和Q分量的接收数据分别被提供给串行/并行转换单 元212I和212Q，并且被转换成并行数据。由串行/并行转换单元 212I和212Q通过转换获得的I分量和Q分量的接收数据被提供给 模拟/数字转换器213I和213Q，并且被转换成数字数据。

由模拟/数字转换器213I和213Q通过转换获得的接收数据被提 供给保护间隔去除单元214I和214Q，并且保护间隔(GI)被去除。保 护间隔已被去除的I分量和Q分量的接收数据被提供给快速傅里叶 变换单元(FFT单元)215，并且为了从OFDM调制中解调而执行用于 转换时间轴和频率轴的转换处理。

由快速傅里叶变换单元215通过变换获得的数据被提供给数据分 离单元216，并且对接收数据执行分离处理。分离的接收数据被提供 给去交织单元217。去交织单元217恢复由交织单元在发送处理中分 配的数据。由去交织单元217恢复的接收数据被提供给去映射单元 218，并且被去映射。由去映射单元218去映射了的接收数据被提供 给通信控制单元220。

[3.发送装置的数据复用单元的例子]

图3示出由根据本公开的实施例的数据复用单元113和123执行 的处理的例子。在发送单元#0110中，获得作为快速傅里叶逆变换单 元115的输入数据的、设置于频率轴的数字数据的发送数据流，作为 发送数据流1111a、1111b、1111c和1111d，发送数据流1111a、 1111b、1111c和1111d被交替地分配为I分量和Q分量。发送数据 流1111a、1111b、1111c和1111d的I分量侧和Q分量侧的每个流 被乘以矩阵W2_0和W4_0或W4_2以获得发送数据流1112a、 1112b、1112c和1112d。在发送数据流1112a、1112b、1112c和 1112d由加法器1113相加之后，结果由乘法器1114乘以系数1/h0。 通过在接收器侧估计的信道h0的反馈获取所述系数1/h0。通过乘以 系数1/h0获得的信号被以无线方式从发送天线#0102a发送。

类似地，在发送单元#1120中，获得作为快速傅里叶逆变换单元 125的输入数据的、设置于频率轴的数字数据的发送数据流，作为发 送数据流1121a、1121b、1121c和1121d，发送数据流1121a、 1121b、1121c和1121d被交替地分配为I分量和Q分量。在发送数 据流1121a、1121b、1121c和1121d的I分量侧和Q分量侧的每个 流被乘以矩阵W2_1和W4_1或W4_3以获得发送数据流1122a、 1122b、1122c和1122d。在发送数据流1122a、1122b、1122c和 1122d由加法器1113相加之后，结果由乘法器1124乘以系数1/h1。 通过在接收器侧估计的信道h1的反馈获取所述系数1/h1。通过乘以 系数1/h1获得的信号被以无线方式从发送天线#1102b发送。

在图3中，省略了图1中示出的从IFFT帧构造单元114和124 到正交调制单元和射频单元119和129的元件的结构。

在图3中的发送数据流1112a和1112b中，每个流由表达式(1) 和(2)表示，

表达式(1)I=(a0,a2,a4,,,)

表达式(2)Q=(a1,a3,a5,,,)，

其中a0、a1等表示诸如1和-1的数据。另外，码W2_0由表达式(3) 表示，

表达式(3)W2_0=(1,1)T，

其中“T”表示矩阵的转置。

图3中的矩阵的乘法得出下面的表达式(4)。

表达式(4)(a0+j·a1,a0+j·a1,a2+j·a3,a2+j·a3,,,)

以上结果被设置于快速傅里叶逆变换单元115的频率轴。这里，j表 示虚数单位。

这同样适用于发送天线#1102b侧的路径，除了要乘以矩阵 W2_1之外。使用由表达式(5)给出的矩阵。

表达式(5)W2_1=(1,-1)T

因此，该乘法得出表达式(6)。

表达式(6)(b0+j·b1,-b0-j·b1,b2+j·b3,-b2-j·b3,,,)

要注意的是，W2_0和W2_1是构成二阶Walsh（沃尔什）码的 码，Walsh码是正交码。这里可使用除Walsh码之外的正交码。

另外，在图3中的发送数据流1112c和1112d中，执行四阶 Walsh码的复用。码W4_0=(1,1,-1,-1)和码W4_2=(1,-1,-1,1)被分 派给发送天线#0102a侧。另外，码W4_1=(1,-1,1,-1)和码W4_3= (1,1,1,1)被分派给发送天线#1102b。对于上述处理，发送流中的每 个数据比特通过Walsh码扩频。在下面的描述中，Walsh码的比特 的单位在以下被称为码片（chip）。

另外，如图3中所示，对于四阶Walsh码的乘法，还乘以用于 增加信号幅度的系数Cg0。例如，Cg0=1.1至1.5被用作系数Cg0的 值。系数Cg0的值可以是大于1的任何其它值。

另外，由乘法器1114和1124把基于信道h0和h1的系数1/h0 和1/h1乘以发送流。如下所述，乘以上述系数的目的是方便接收器 侧的处理。以上述方式获得的信号逐个码片地被相加以产生一个发送 流，该发送流被发送。

[4.数据排列的例子]

图4示出通过图3中示出的处理获得的发送单元110的快速傅里 叶逆变换单元115中的每个天线的数据排列。该数据由例如IFFT帧 构造单元114获得，并被提供给快速傅里叶逆变换单元115。

如图4中所示，两组的两个二阶Walsh码的码片和一组的四个 四阶Walsh码的码片被分派给四个子载波。由此，四个子载波被用 作一系列数据的分派单位，其中8个数据比特(对于I和Q，各1比 特)被分派给一个时隙。对于执行快速傅里叶逆变换的所有频率轴(N 个子载波)重复上述分派。

在这个实施例中的例子的情况下，可以把用于二阶Walsh码的 四比特和用于四阶Walsh码的四比特(即，一共8比特)分派给四个子 载波。由于在不使用这个实施例的例子中的过程的传统技术的情况下 在QPSK调制中分派8比特(对于I和Q，各1比特)，所以2×2 MIMO中的传输容量未削弱。

[5.接收装置的数据分离单元的例子]

图5示出接收装置200的数据分离单元216的处理操作。从发送 装置100(基站)发送的两个系统上的信号在经受信道h0和h1的影响 的同时到达接收器。当根据Walsh码被组合时，基带中的接收信号 能够如下表示：

表达式(9)接收信号=

{W2_0·(a0,a1)+W2_0·(b0,b1)+W2_1·(a2,a3)+W2_1·(b2,b3)}

+{W4_0·(c0,c1)+W4_2·(d0,d1)+W4_1·(c2,c3)+W4_3·(d2,d3))·Cg0, 其中，为了简单，信道h0=1并且h1=1。

要注意的是，考虑信道h0和h1，如以下(10)至(13)中所给出 的，获得在由快速傅里叶变换单元215执行的变换之后的在频点号0 至3的特定接收信号：

表达式(10){(a0+j·a1)+(c0+j·c1)·Cg0+(d0+j·d1)·Cg0}·h0

+{(a2+j·a3)+(c2+j·c3)·Cg0+(d2+j·d3)·Cg0}·h1

表达式(11){(a0+j·a1)+(c0+j·c1)·Cg0+(-1)·(d0+j·d1)·Cg0}·h0

+{(-1)·(a2+j·a3)+(c2+j·c3)·Cg0+(-1)·(d2+j·d3)·Cg0}·h1

表达式(12){(b0+j·b1)+(-1)·(c0+j·c1)·Cg0+(-1)·(d0+j·d1)·Cg0}·h0

+{(b2+j·b3)+(-1)·(c2+j·c3)·Cg0+(-1)·(d2+j·d3)·Cg0}·h1

表达式(13){(b0+j·b1)+(-1)·(c0+j·c1)·Cg0+(d0+j·d1)·Cg0}·h0

+{(-1)·(b2+j·b3)+(-1)·(c2+j·c3)·Cg0+(d2+j·d3)·Cg0}·h1

为了分离以上信号，在第一步骤中，通过高阶Walsh码的乘法 来计算内积。也就是说，乘法器216b把接收数据串216a乘以码 W4_0，码W4_0是四阶Walsh码。另外，乘法器216c把接收数据串 216a乘以码W4_1。另外，乘法器216d把接收数据串216a乘以码 W4_2。另外，乘法器216e把接收数据串216a乘以码W4_3。在每个 乘法期间，乘以系数Cg0。

通过上述过程，彼此正交的Walsh码W4_*的相互内积是零。结 果，能够从表达式(9)获得发送信号(c0,c1,c2,c3,d0,d1,d2,d3)。由于 c0、c1等具有+/-1，所以仅确定这些码。由于二阶Walsh码的干扰， 它们中的一些可能无法根据a0、a1等的模式被解码。通过把四阶 Walsh码乘以系数Cg0能够避免这一点。

现在将参照表达式(10)至(13)详细描述这一点。为了简单，表达 式(10)至(13)中的数据的虚部是0。在(a0,b0,c0,d0)=(1,-1,-1,1)的情 况下，获得下面的扩频的结果。

W2_0:(1,1,-1,-1)(原因:1*(1,1),-1*(1,1))

W4_0:(-1,-1,1,1)(原因:-1*(1,1,-1,-1))

W4_2:(1,-1,-1,1)(原因:1*(1,-1,-1,1))

逐个码片地把这些结果相加得出

Σchip=(1,-1,-1,1)。

当在接收器执行去扩频时，由于W4_0=(1,1,-1,-1)，所以获得下面 的结果。

内积=1-1+1-1=0

也就是说，虽然需要再现C0(=-1)，但利用码W4_0的去扩频得出 0。这是由于失去正交性而导致的。

这里，把四阶Walsh码乘以cg0=1.3得出

W2_0:(1,1,-1,-1)(原因:1*(1,1),-1*(1,1))

W4_0:(-1.3,-1.3,1.3,1.3)(原因:-1*1.3*(1,1,-1,-1))

W4_2:(1.3,-1.3,-1.3,1.3)(原因:1*1.3*(1,-1,-1,1))。

逐个码片地把这些结果相加得出

Σchip=(1,-1.6,-1.6,1)。

当在接收器执行去扩频时，由于W4_0=(1,1,-1,-1)，所以获得下面 的结果。

内积=1-1.6+1-1.6=-1.2

再现成功。

也就是说，在这个实施例的例子中，如果采用系数Cg0=1.3=1 +0.3，则可能存在“1”部分由于二阶Walsh码的干扰而消失的情况。

即使在这种情况下，通过使用“0.3”部分，关于四阶Walsh码的信息 保留下来，并且可实现信号的解码。

在第二步骤中，乘法器216f、216g、216h和216i以与发送的方 式类似的方式使用获得的与四阶Walsh码相关的数据再次乘以码 W4_0、W4_1、W4_2和W4_3。这些结果由加法器216j相加，并且由 减法器216k从接收信号减去该相加的信号。从表达式(9)能够看出，这 个运算对应于用接收信号减去与四阶Walsh码相关的项的运算，并且 作为结果，仅与二阶Walsh码相关的项保留下来。

在第三步骤中，由加法器216m和216n计算通过上述方式获得 的结果与码W2_0和W2_1的内积。因此，所有的接收流(a0,a1,a2,a3, b0,b1,b2,b3)能够被分离并且解码。

在这个实施例的例子中，如图5中所示，信道h0和h1被从接收 装置200反馈给发送装置100，并且在发送器侧乘以信道1/h0和 1/h1。在从各天线发送的信号中，作为已乘以信道h0和h1的结果，

在接收器侧抵消h0和h1。因此，h0和h1不出现在接收器侧的接收 信号中。从表达式(10)至(13)清楚知道这一点。由于h0和h1通常因 为传播信息而具有小的值，所以发送功率增加。因此，还能够使用这 样的方法：在发送的一侧(这里，在#1侧)乘以h0/h1并且在另一侧或 者在#1侧不执行处理。由于h0/h1的值基本上等于1，所以发送功率 不增加。为了这个目的，参考信号被用于这种信道估计。参考信号取 决于OFDM中的传统布置。也就是说，布置发送天线以免在OFDM 的时域和频域中彼此干扰。在由接收装置估计h0和h1之后，关于 估计的信息被发送给发送装置。这里，把信道信息从接收装置发送给 发送装置可减小总体通信开销，这可能不适合例如高速移动。因此， 也可应用用下面的方法。

为了简单，表达式(10)至(13)被写为下面的表达式(14)

表达式(14)Rx=h0·(1/h0)·TX0+h1·(1/h1)·Tx1

=TX0+TX1,

其中Rx表示接收信号，并且Tx0和Tx1表示来自两个发送天线#0 102a和#1102b的发送信号。

另外，把发送#1乘以h0/h1得出

表达式(15)Rx=h0·TX0+h1·(h0/h1)·Tx1

=h0·(TX0+TX1)。

在接收器侧，在表达式(14)中计算Rx，并且在表达式(15)中计算 Rx/h0。然后，计算它们和上述Walsh码的内积。因此，能够获得与 码W4_*相关的数据。另外，能够通过从Rx/h0和Rx/h1中的每一个 减去把与码W4_*相关的数据乘以码W4_*的结果来获得与码W2_*相 关的数据。之后，计算与码W2_*的内积，因此，能够执行数据的解 码。

这个方法能够减小开销，而不需要把信道信息从接收装置发送给 发送装置。

[6.另一实施例的例子(码复用的另一例子)]

图6示出更大量的发送数据复用的例子。在OFDM的情况下， 使用QAM调制子载波以便能够实现更大量的数据通信。在这个实施 例的例子中，由于多个正交码的相乘结果被相加，所以信息已经在幅度 方向中携带。因此，使用码复用方法来复用另外的数据。

图6示出在使用两个发送天线的情况下的码复用。在图6中，二阶 Walsh码以与图3中的例子的方式类似的方式被用于第一复用。码 W2_0和W2_1被分派给各发送天线以把天线彼此识别。四阶Walsh码 被用于第二复用，一组的码W4_0和W4_2以及一组的码W4_1和 W4_3被用于天线的分离。这与图3中的例子中的情况相同。

另外，八阶Walsh码被用于第三复用。码W8_0、W8_2、W8_4 和W8_6被分派给发送天线#0102a侧，并且码W8_1、W8_3、W8_5 和W8_7被分派给发送天线#1102b侧，以把天线彼此识别。另外，与 系数cg0分离地准备系数cg1，并且当使用八阶Walsh码时，乘以系 数cg1。上述系数满足关系cg0<cg1。这能够实现每个天线24比特的 发送，其中八个子载波被合并到一组。

在接收器侧，计算最高阶Walsh码和接收信号(第一级接收信号) 的内积，并且从得到的码解码出乘以了这个Walsh码的信号。然 后，得到的信号被乘以该Walsh码，并且结果被相加。从接收信号 减去相加之和。获得结果信号作为第二级的接收信号，并且该结果信 号被乘以高阶Walsh码。类似地，对乘以了Walsh码的信号进行解 码。然后，再次乘以该Walsh码，并且通过加法以及从在第二级中 获得的接收信号减去，获得第三步骤中的接收信号。以类似方式重复 上述过程以对所有信号解码。

随后，在16个子载波被合并到一组并且使用十六阶Walsh码的 情况下，以类似方式增加复用操作的次数允许每个天线64比特的发 送。

另外，在32个子载波被合并到一组并且使用三十二阶Walsh码 的情况下，可实现每个天线160比特的发送，并且在六十四阶Walsh 码与64个子载波一起使用的情况下，可实现384比特的发送。

比较上述情况与基于OFDM的传统的无线发送，16QAM调制 方案因为每个子载波4比特而允许16个子载波的64比特发送。 64QAM调制方案允许256比特发送。

因此，发现：即使使用单个接收天线，根据这个实施例的复用也 能够实现具有与利用多个接收天线的MIMO通信相当的容量的数据 通信，且不削弱传统OFDM中的通信速度。

图10示出误比特率(缩写为BER)特性作为根据本公开的特性的 例子。图10示出与传统的2×2MIMO(16QAM OFDM，MLD解调) 的例子的比较。本公开提供八阶复用和十六阶复用。在八阶复用中， 使用具有长度2、4和8的三个正交码，并且因此作为上述系数Cg 需要三个系数Cg0、Cg1和Cg2。在图1中，进行下面的设置：Cg0 =0.3,Cg1=0.5且Cg3=1.0。在十六阶复用的例子中，同样地，使用 四个系数，因此，进行下面的设置：Cg0=0.15,Cg1=0.25,Cg2=0.5 且Cg3=1.0。在图10中，水平轴代表EbN0(每比特的能量)；在本公 开中，码片的单位是Eb或Ec等同物。另外，在图10中，在没有纠 错(诸如，基于维特比算法的纠错)的情况下获得BER。在传统的 16QAM MIMO的例子中，使用最大似然检测(MLD)，MLD在解调 特性方面是最出色的。

在图10中，比较BER=10×10^-3处的EbN0的值，针对本公开 的十六阶复用，利用比传统方法差大约8dB的EbN0满足等同的 BER性能，并且针对八阶复用，利用比传统方法差大约11dB的 EbN0满足等同的BER性能。这意味着：与传统方法相比，本公开 能够在较差通信环境中实现具有较高BER的通信。这还表示：基站 的发送功率能够减少8dB和11dB。这对于减小小区间干扰很有 效，并且对于减少小区能量也有效。

在这个例子中，针对传统方法，在LTE通信规范的10MHz频 带附近，峰值通信速度是75Mbps，并且针对本公开中的八阶复用， 峰值通信速度是56.25Mbps，针对本公开中的十六阶复用，峰值通 信速度是75Mbps。能够在通信环境中(也就是说，在EbN0良好的 情况下)实现峰值速度。从图10能够看出，在使用传统方法中的 16QAM MIMO的情况下，需要EbN0>大约17dB，并且在较差情况 的情形中，需要使用QPSK或终止MIMO的所谓自适应措施。实际 上，在繁忙的城市(诸如东京)中，从基站进行接收的环境通常经受多 次散射和多普勒衰落(即，在Rayleigh（瑞利）分布下的接收)，并且 预期会获得大约10dB到15dB的良好的EbN0。也就是说，存在提 供峰值速度的环境非常有限制性的问题。相比之下，本公开能够解决 这个问题。本公开的优点被示出在图11中。

图11是转换成通信速度的在图10中获得的BER<10×10^-3处的 EbN0值出现在瑞利分布环境中的概率的示图。水平轴代表瑞利分布 的平均值。从图11能够看出，传统方法在5dB到10dB的EbN0范 围中实质上无法实现通信。与之相比，在本公开中，对于八阶复用可 实现7Mbps到17Mbps的通信。对于十六阶复用可实现1Mbps到 12Mbps的通信。八阶复用的执行通信速度高，因为期望的EbN0 低。十六阶复用的速度在超过大约13dB的EbN0附近变得高于八阶 复用的速度，并且预期在EbN0=大约25dB处超过70Mbps。然 而，在传统方法中，速度在EbN0=14dB附近变为10Mbps，并且 70Mbps需要EbN0=30dB。这是不现实的。

当前的LTE系统通过使用纠错来解决以上问题。维特比和里德- 所罗门校正在BER<10×10^-3处提供大约5dB的EbN0提高的效果。 把其应用于图11，如图11中所示，在5dB到10dB的EbN0范围 中获得从几Mbps到12Mbps的提高。这基本上与实际的现场测试 结果匹配。然而，与不对根据本公开的八阶复用应用纠错的情况相 比，执行速度低20Mbps以上。把类似的纠错应用于本公开进一步 提高速度。考虑到以上情况，可以说，根据本公开的执行速度能够在 实际环境中实现显著高于传统MIMO的速度的通信。

[7.另一实施例的例子(使用四个发送天线的例子)]

在这里公开的无线通信中，可增加发送天线的数量。图7示出在 使用四个天线的情况下的结构。也就是说，提供四个发送单元110、 120、130和140以及四个发送天线102a、102b、102c和102d。

在图7中的例子中，分派Walsh码，其中由发送单元110至140 中包括的快速傅里叶逆变换单元115、125、135和145处理的16个 子载波被合并到一组。最小的阶是四阶，并且最大的阶是十六阶。四 阶Walsh码(W4_0、W4_1、W4_2、W4_3)分别被分派给四个发送天 线102a、102b、102c和102d。由于八阶Walsh码具有八个类型，所 以为四个发送天线102a、102b、102c和102d各自分派八个类型中的 两个类型。由于十六阶Walsh码具有16个类型，所以为四个发送天 线102a、102b、102c和102d各自分派16个类型中的四个类型。将 分派了八阶Walsh码和十六阶Walsh码的码乘以系数cg0和cg1以 增加幅度，其中cg0<cg1。

在快速傅里叶逆变换单元115、125、135和145的输入侧分派给 子载波的信号在接收时经受快速傅里叶变换，然后通过子载波的正交 性被分离。上述配置能够以每个天线24比特为单位实现发送，其中 16个子载波被合并到一组。为了增加通信速度，类似地，可增加复 用操作的次数。

要注意的是，接收装置可利用两个接收天线执行分集接收。也就 是说，可使用两个接收天线进行从N个(N是大于或等于2的整数)发 送天线发送的不同信号的分集接收。即使在N个发送天线的情况 下，利用各个接收天线执行的接收也允许来自各个发送天线的发送信 号的分离。因此，包括两个天线的接收终端能够提供分集功能而非信 号分离。在分集接收的情况下，例如，能够使用本领域已知的最大比 合并和选择分集。

接下来，将描述用于增加信号幅度的系数cgm的例子。在图3 中的例子中，在接收器侧计算乘以了四阶Walsh码的信号与四个码 片的内积，并且执行解码。也就是说，与每2个数据比特(对于I和 Q个1比特)的四个码片对应的能量被相加。这是为了确定解码的信 号的S/N。类似地，对于八阶Walsh码，执行八个码片的相加。因 此，发现：对于高阶Walsh码的情况，利用在紧邻较低阶的Walsh 码的情况下的系数cgm的值的一半获得等同的S/N。虽然系数cgm 对于增加合并的信号的幅度的变化有效，但它增加了峰值均值比 (PAR)并且降低了发送功率放大器的失真性能。因此，增加该值是不 适当的。另一方面，如上所述，乘以系数cgm的目的是防止通过由 不同阶Walsh码执行的数据扩频引起的正交性的扰动。也就是说， 如这里所述，如果系数cgm针对其阶数相差一的Walsh码具有1/2 关系，则内积=0不可避免。为了满足上述条件，采用稍微大于1/2 的值。例如，使用0.6(=1/2+1/10)。

总之，获得下面的结果。

如果系数cgm由cgm=1+am(m是整数，其中am>0)给出并且 使用的所有正交码(Walsh码)的最大阶由M(M是整数)表示，则a(M- 1)=a(M)×{(1/2)+k}并且满足k>0。

[8.另一实施例的例子(使用多个终端的例子)]

接下来，将描述存在多个接收装置的例子。这意味着实现MU- MIMO。图8是示出这个例子的示图。

在图8中，作为接收装置的三个终端(接收装置200、300和400) 经由无线通信连接到单个基站(发送装置100)。基站(发送装置100)具 有四个发送天线102a、102b、102c和102d，并且使用例如图7中示 出的发送信号配置。另外，用作终端的接收装置200、300和400分 别具有单个接收天线201、301和401。接收装置200、300和400中 的每个具有与图2和图5中示出的接收装置200的结构相同的结构。 如图8中所示，信道h00、h10、h20、h30、h01、h11、h21、h31、 h02、h12、h22和h32位于发送装置100的发送天线102a、102b、 102c和102d以及接收装置200、300和400的接收天线201、301和 401之间。

在图8中的例子中，与传统的4×1MIMO不同，能够以4×1 MIMO操作的接收装置200、300和400具有通过在这个实施例中描 述的处理使用单个接收天线(接收天线201、301和401之一)接收并 且分离从四个发送天线102a、102b、102c和102d发送的不同数据的 能力。如上所述，与使用单个发送天线的情况相比，这能够实现更大 的数据通信量。

另外，在图8中的例子中，能够将系统构造为使得每个接收装置 对不同的Walsh码进行解码。例如，接收装置200仅对从图7中的 发送天线102a发送的码W4_0以及码W16_0和W16_1解码，接收装 置300仅对从图7中的发送天线102b发送的码W4_1以及码W16_4 和W16_5解码，并且接收装置400仅对从图7中的发送天线102c和 102d发送的码W4_2和W4_3以及码W16_8、W16_9、W16_12和 W16_13解码。因此，例如，通过码W16_*扩频的控制信息和通过码 W4_*扩频的数据被同时发送，因此能够实现通信的层的管理。另外， 在这样做的情况下，接收装置400需要更大的数据通信量并且能够占 用来自基站的两个发送天线102c和102d的信号线。

图8中的例子采用所谓的MU-MIMO。在正常的MU-MIMO 中，执行预编码，在预编码中确定信道矩阵(在这个例子中，三行四 列矩阵)，并且由发送器侧乘以另一矩阵（波束形成矩阵），诸如彼 此不干扰的信道的矩阵元素为零的矩阵。在这种情况下，需要把信道 信息(在图8中，h**)从终端反馈回基站并且确定波束形成矩阵的过 程。过程的数量根据天线的数量和终端的数量的增加而增加，引起总 体开销的增加，导致通信速度或容量的降低。另外，存在如下问题： 在高速移动期间，这种反馈所需的时间段可能跟不上移动速度，引起 通信崩溃。本公开的实施例的例子可能值得用作用于解决前述问题的 手段。

在本公开的实施例的例子中，例如，用于图8中示出的所有传输系 统的频率被设置为相同的值。也就是说，使用的射频单元的频率被设置 为相同的值。因此，频率使用效率能够被设置为与正常MU-MIMO中 的频率使用效率等同，并且可避免频率使用效率的降低。

[9.另一实施例的例子(采取措施防止多径衰落的例子)]

接下来，将给出采取措施防止多径衰落的示例性实施例。在频率 选择性衰落环境下，已在接收器侧经受快速傅里叶变换的各子载波分 量的输出由于衰落而不同。在这个实施例中的例子中，1比特的发送数 据使用扩频码被分派给多个连续的子载波。因此，即使数据的一部分由 于衰落而丢失也能够再现发送数据的可能性能够是正常OFDM的可能 性的扩频长度的倍数。这里，为了实现进一步增加针对衰落的健壮性的 设计，扩频码片不被分派给连续的子载波，而是被分散。这个方法允许 相同的数据被分派给不同的频率，并且衰落的影响被分散。

图9示出在由发送装置100中的快速傅里叶逆变换单元115执行 的变换期间分配码片的情况下的信号排列的例子。在左部分在分配之 前，子载波分量按照频率的升序排列，而在右部分在分配之后，偶数 和奇数排列在频率的上部和下部。在接收器侧，在执行快速傅里叶变 换之后，执行重新排列，然后通过与图5中示出的例子中的过程相同 的过程能够对数据解码。

如上所述，根据本公开的实施例的例子，把具有不同幅度的码的 复用应用于OFDM能够把接收天线的数量减少至1，而传统的(N×N) MIMO需要N个接收天线。因此，能够实现如下的有益效果：在不 增加小型终端中的天线的数量的情况下使高速MIMO通信变得可 行，并且还基于分集实现高可靠性通信。另外，在包括多个终端的 MU-MIMO中，码复用还能够提供不需要传统上需要的复杂的信道 估计和正交化的效果。

[10.其它变型例]

要注意的是，在本公开的权利要求中记载的结构和过程不限于上 述实施例的例子中的结构和过程。应该理解，对于本领域技术人员而 言显而易见的是，根据设计或其它元素，可实现落在权利要求或其等 同物的范围内的示出的示例性实施例的各种修改、组合和变型。

[11.其它示例性实施例(包括8PSK调制的例子)]

图12、13和14中示出的示例性实施例是这样的例子：基于图1 和随后附图中示出的第一示例性实施例中的二阶正交码，在扩频器把 8相移键控(缩写为8PSK)调制应用于数据。这实现了在不增加复用 操作的次数的情况下增加峰值速度的效果。

图12是示出这个示例性实施例的框图。图13示出8PSK信号的 分派。图14示出信号星座图。

在图13中，由+/-1数字信号构成的I序列和Q序列由二阶正交 码扩频的部分被分派给8PSK转换单元，并且其余部分被分派给根据 图1中示出的示例性实施例的序列。8PSK转换单元根据图13中示 出的规则以3比特为一组把I信号和Q信号分派给8PSK信号。分 派的结果以及从根据图1中示出的示例性实施例的码序列获得的I信 号和Q信号由各个加法器相加，并且结果被输入到正交调制器。

将描述图14中示出的信号星座图。要通过二阶正交码扩频的信 号被放置在用于8PSK的图14中的内圆中的八个点A到H中的任何 点。圆的直径由系数Cg0确定。QPSK调制的四阶扩频信号被放置 在外侧的Cg1位置，并且八阶扩频信号被放置在更外侧的Cg2位 置。因此，对于每个天线八个子载波，八阶复用的通信的量能够从 24比特增加到28比特(通信速度在LTE上是52.25Mbps)，并且对 于LTE规范，通信速度是65.625Mbps/5MHz。