一种H6单相非隔离光伏并网逆变器及其调制方法

摘要

本发明提出一种H6单相非隔离光伏并网逆变器，包括：六个开关管，第一开关管的源极与第二开关管的漏极和交流侧的一端相连，第二开关管的源极与第四开关管的源极和第六开关管的漏极相连，第四开关管的漏极与第三开关管的源极和交流侧的另一端相连，第三开关管的漏极与第一开关管的漏极和第五开关管的源极相连，第五开关管的漏极与直流侧的正极端相连，第六开关管的源极与直流侧的负极端相连；滤波模块；调制电路模块。该逆变器可有效消除共模电流危害，且其调制方法具有三电平调制的效果，另外只有两个开关管高频工作，其余四个工作频率减半，在降低并网电流总谐波失真的同时提高效率。本发明还提出一种H6单相非隔离光伏并网逆变器的调制方法。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换技术领域，特别涉及一种H6单相非隔离光伏并网逆 变器及一种H6单相非隔离光伏并网逆变器的调制方法。

背景技术

以太阳能作为输入的分布式发电系统中，并网逆变器具有把直流电转换成符合市 电要求的交流电并接入电网的功能。传统并网系统中常采用输出变压器的隔离型并网 逆变器，在电网和直流侧之间产生电气隔离，保证人身安全，同时也可以提供电压匹 配和并网电流直流分量抑制，但工频变压器增加了体积、重量和成本，而高频变压器 又使控制复杂化，降低了效率。非隔离型并网逆变器以其效率高、体积小、成本低的 优势，在中小功率发电领域已成为并网逆变器应用的主流。

但是，非隔离型并网逆变器因为没有变压器，也就没有变压器的电气隔离功能， 从而带来新的问题，即漏电流问题。漏电流本质为共模电流，如图1所示，其产生原 因是直流电源和大地之间存在寄生电容，形成由寄生电容、直流电源和交流滤波器以 及电网阻抗形成共模电流回路1’。共模电压U_cm的变化会在寄生电容上产生较大的共 模电流i_cm。因为对地漏电流即共模电流的存在，会降低系统效率，损害输出电能质量， 增大系统电磁干扰，对人身造成威胁，形成安全隐患。而且，对地漏电流太大还会造 成交流滤波器的饱和，降低滤波效果，同时也可能造成并网逆变器的损坏。因此，对 非隔离型即无变压器型并网逆变器，德国VDE-0126-1-1中规定其对地漏电流峰值应小 于300mA。若超过此规定范围，漏电流监控单元应在0.3s内将并网逆变器与电网脱离。

为抵制非隔离型并网逆变器的漏电流，应尽量使共模电压U_cm变化比较小。如图1 所示，若能保证共模电压U_cm为一定值，则能够基本上消除共模电流i_cm，即功率器件 采用PWM控制使得逆变器输出两端分别对直流电源负极端的电压之和为常量，也就 是说a点和b点对n点的电压之和满足：U_cm=(U_an+U_bn)/2=常量，即可消除漏电流i_cm的危害。

对于普通全桥并网逆变器，如图2所示，在采用双极性SPWM调制方式时，这种 方法具有非常好的共模特性，但却具有相对低的变换效率和较差的并网电流质量。在 采用单极性SPWM调制方式时，具有并网电流脉动量小，易于滤波等优点，但却同时 产生了高频脉动的共模电压，具有恶劣的共模特性，使其在非隔离型全桥并网逆变器 中直接应用受到限制。相关技术中，漏电流的大小与并网逆变器的拓扑结构和调制方 法有关，不同的拓扑结构和调制方法对漏电流的影响很大。在普通全桥拓扑的基础上 构造新的续流回路，可产生一系列新的拓扑结构，以保证在整个工作过程中共模电压 为常量，消除漏电流的危害。因此，研究非隔离型并网逆变器的目的之一就是如何构 造新的续流回路，以使逆变器同时具有高的并网电流质量和好的共模特性。

基于此，相关技术中提出的H5拓扑是在并网逆变器的直流侧加入一支高频开关 管，可实现续流阶段直流侧与电网脱离，保证共模电压为常量，如图3所示。HERIC 拓扑是在并网逆变器的交流侧引入一个双向可控开关组，构造新的续流回路，可消除 漏电流的危害，如图4所示。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述存在的技术缺陷。

为此，本发明的一个目的在于提出一种H6单相非隔离光伏并网逆变器，能够消除 漏电流的危害，并其调制方法具有三电平调制的效果，可大大减小滤波器的体积，另 外，只有两个开关管高频工作，其余四个开关管工作频率减半，从而在降低输出并网 电流的总谐波失真的同时提高工作效率。

本发明的另一个目的在于提出一种H6单相非隔离光伏并网逆变器的调制方法。

为达到上述目的，本发明一方面实施例提出的一种H6单相非隔离光伏并网逆变器 包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关 管，其中，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极相连，并且所述第一开关 管的源极还与交流侧的一端相连，所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极相 连，并且所述第二开关管的源极还与所述第六开关管的漏极相连，所述第四开关管的 漏极与所述第三开关管的源极相连，并且所述第四开关管的漏极还与所述交流侧的另 一端相连，所述第三开关管的漏极与所述第一开关管的漏极相连，并且所述第三开关 管的漏极还与所述第五开关管的源极相连，所述第五开关管的漏极与直流侧的正极端 相连，所述第六开关管的源极与所述直流侧的负极端相连；滤波模块，所述滤波模块 连接在所述第二开关管的漏极、所述第四开关管的漏极与所述交流侧之间；调制电路 模块，所述调制电路模块用于生成六个正弦脉宽调制SPWM输出信号以分别控制所述 第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管 和所述第六开关管的导通和关断，以使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并网电流； 其中，在所述正弦交流并网电流的正半周期，第一SPWM输出信号根据第一正弦调制 波和三角载波相比较获取，第四SPWM输出信号根据与第一正弦调制波相差180度的 第二正弦调制波和三角载波相比较获取，第五SPWM输出信号和第六SPWM输出信号 根据第一SPWM输出信号和第四SPWM输出信号进行与逻辑运算获取，第二SPWM 输出信号根据第五SPWM输出信号先进行非逻辑运算，再与第一SPWM输出信号进行 与逻辑运算获取，第三SPWM输出信号根据第五SPWM输出信号先进行非逻辑运算， 再与第四SPWM输出信号进行与逻辑运算获取；在所述正弦交流并网电流的负半周期， 第二SPWM输出信号根据第一正弦调制波和三角载波相比较获取，第三SPWM输出信 号根据与第一正弦调制波相差180度的第二正弦调制波和三角载波相比较获取，第五 SPWM输出信号和第六SPWM输出信号根据第二SPWM输出信号和第三SPWM输出 信号进行与逻辑运算获取，第一SPWM输出信号根据第五SPWM输出信号先进行非逻 辑运算，再与第二SPWM输出信号进行与逻辑运算获取，第四SPWM输出信号根据第 五SPWM输出信号先进行非逻辑运算，再与第三SPWM输出信号进行与逻辑运算获取。

本发明实施例提出的H6单相非隔离光伏并网逆变器，是在全桥电路的基础上加入 两支高频可控开关管，采用六个开关管构成反对称的拓扑桥式结构，桥臂直通不会引 起过电流，提高系统可靠性和稳定性，并通过调制电路模块生成六个正弦脉宽调制 SPWM输出信号，并分别控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、 第五开关管和第六开关管的导通和关断，能够保证共模电压保持不变，有效消除漏电 流的危害。另外，本发明采用的调制方法具有三电平调制的效果，使得并网电流谐波 含量小，大大减小滤波器的体积。并且只有两个开关管高频工作，其余四个开关管工 作频率减半，从而在降低输出并网电流总谐波失真的同时提高工作效率。此外，新加 入的两个高频开关管的电压应力仅为输入电压值的一半。

具体地，所述滤波模块还包括：第一电感和第二电感，所述第一电感连接在所述 第二开关管的漏极与所述交流电网侧一端之间，所述第二电感连接在所述第四开关管 的漏极和所述交流电网侧另一端之间，并且所述第一电感和所述第二电感的大小相同。

在本发明的一个实施例中，所述调制电路模块控制所述H6单相非隔离光伏并网逆 变器在每个正弦周期内均具有六种模态；在第一模态，所述调制电路模块控制所述第 一开关管、所述第四开关管、所述第五开关管和所述第六开关管导通，并控制所述第 二开关管和所述第三开关管关断；在第二模态，所述调制电路模块控制所述第一开关 管和所述第二开关管导通，并控制所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关 管和所述第六开关管关断，其中，所述第三开关管的反并联二极管导通；在第三模态， 所述调制电路模块控制所述第三开关管和所述第四开关管导通，并控制所述第一开关 管、所述第二开关管、所述第五开关管和所述第六开关管关断，其中，所述第二开关 管的反并联二极管导通；在第四模态，所述调制电路模块控制所述第二开关管、所述 第三开关管、所述第五开关管和所述第六开关管导通，并控制所述第一开关管和所述 第四开关管关断；在第五模态，所述调制电路模块控制所述第三开关管和所述第四开 关管导通，并控制所述第一开关管、所述第二开关管、所述第五开关管和所述第六开 关管关断，其中，所述第一开关管的反并联二极管导通；在第六模态，所述调制电路 模块控制所述第一开关管和所述第二开关管导通，并控制所述第三开关管、所述第四 开关管、所述第五开关管和所述第六开关管关断，其中，所述第四开关管的反并联二 极管导通。

进一步地，在所述正弦交流并网电流的正半周期，所述调制电路模块控制所述第 一模态、所述第二模态、所述第一模态、所述第三模态顺序循环出现；在所述正弦交 流并网电流的负半周期，所述调制电路模块控制所述第四模态、所述第五模态、所述 第四模态、所述第六模态顺序循环出现。

具体地，在所述第一模态、所述第二模态、所述第三模态、所述第四模态、所述 第五模态、所述第六模态，所述H6单相非隔离光伏并网逆变器的共模电压保持为常量， 均为：

U_cm=U_in/2

其中，U_cm为共模电压，U_in为所述直流电源侧的输入电压值。

为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出的一种H6单相非隔离光伏并网逆变 器的调制方法，包括：生成六个正弦脉宽调制SPWM输出信号以分别控制第一开关管、 第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管的导通和关断，以 使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并网电流；其中，在所述正弦交流并网电流的正 半周期，第一SPWM输出信号根据第一正弦调制波和三角载波相比较获取，第四SPWM 输出信号根据与第一正弦调制波相差180度的第二正弦调制波和三角载波相比较获取， 第五SPWM输出信号和第六SPWM输出信号根据第一SPWM输出信号和第四SPWM 输出信号进行与逻辑运算获取，第二SPWM输出信号根据第五SPWM输出信号先进行 非逻辑运算，再与第一SPWM输出信号进行与逻辑运算获取，第三SPWM输出信号根 据第五SPWM输出信号先进行非逻辑运算，再与第四SPWM输出信号进行与逻辑运算 获取，在所述正弦交流并网电流的负半周期，第二SPWM输出信号根据第一正弦调制 波和三角载波相比较获取，第三SPWM输出信号根据与第一正弦调制波相差180度的 第二正弦调制波和三角载波相比较获取，第五SPWM输出信号和第六SPWM输出信号 根据第二SPWM输出信号和第三SPWM输出信号进行与逻辑运算获取，第一SPWM 输出信号根据第五SPWM输出信号先进行非逻辑运算，再与第二SPWM输出信号进行 与逻辑运算获取，第四SPWM输出信号根据第五SPWM输出信号先进行非逻辑运算， 再与第三SPWM输出信号进行与逻辑运算获取。

本发明实施例提出的H6单相非隔离光伏并网逆变器的调制方法，通过生成的六个 正弦脉宽调制SPWM输出信号来分别控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第 四开关管、第五开关管和第六开关管的导通和关断，能够保证共模电压保持不变，有 效消除漏电流的危害。另外，本发明的调制方法具有三电平调制的效果，使得并网电 流谐波含量小，大大减小滤波器的体积。并且只有两个开关管高频工作，其余四个开 关管工作频率减半，从而在降低输出并网电流总谐波失真的同时提高工作效率。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变 得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明 显和容易理解，其中：

图1为现有技术中单相非隔离光伏并网逆变器的漏电流回路示意图；

图2为现有技术中全桥单相非隔离光伏并网逆变器的电路原理图；

图3为现有技术中H5单相非隔离型光伏并网逆变器的电路原理图；

图4为现有技术中HERIC单相非隔离型光伏并网逆变器的电路原理图；

图5为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的电路原理图；

图6为根据本发明一个具体实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的电路原理 图；

图7为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的调制方法的逻辑示意 图；

图8a为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第一模态的电路原 理图；

图8b为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第二模态的电路原 理图；

图8c为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第三模态的电路原 理图；

图8d为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第四模态的电路原 理图；

图8e为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第五模态的电路原 理图；

图8f为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的第六模态的电路原 理图；

图9为工作频率为10kHz时本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器与现 有技术中H5和HERIC逆变器的效率曲线对比图；

图10为工作频率为25kHz时本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器与现 有技术中H5和HERIC逆变器的效率曲线对比图；

图11a为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的交流侧输出并网电 流的波形示意图；

图11b为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的共模电流的波形示 意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终 相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参 考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简 化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例， 并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。 这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的 关系。此外，本发明提供了的各种特定的工艺和材料的例子，但是本领域普通技术人 员可以意识到其他工艺的可应用于性和/或其他材料的使用。另外，以下描述的第一特 征在第二特征之“上”的结构可以包括第一和第二特征形成为直接接触的实施例，也可 以包括另外的特征形成在第一和第二特征之间的实施例，这样第一和第二特征可能不 是直接接触。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有规定和限定，术语“安装”、“相连”、 “连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连 通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而 言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

参照下面的描述和附图，将清楚本发明的实施例的这些和其他方面。在这些描述 和附图中，具体公开了本发明的实施例中的一些特定实施方式，来表示实施本发明的 实施例的原理的一些方式，但是应当理解，本发明的实施例的范围不受此限制。相反， 本发明的实施例包括落入所附加权利要求书的精神和内涵范围内的所有变化、修改和 等同物。

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达到目标与功效易于明白了解，下面 参照附图来描述根据本发明实施例提出的单相非隔离型并网逆变器。

图5为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的电路原理图。如图5 所示，H6单相非隔离光伏并网逆变器包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关 管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6和滤波模块20。其中，第一开 关管S1的源极与第二开关管S2的漏极相连，并且第一开关管S1的源极还与交流电网 Grid侧的一端1相连，第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极相连，并且第二 开关管S2的源极还与第六开关管S6的漏极相连，第四开关管S4的漏极与第三开关管 S3的源极相连，并且第四开关管S4的漏极还与交流电网Grid侧的另一端2相连，第 三开关管S3的漏极与第一开关管S1的漏极相连，并且第三开关管S3的漏极还与第五 开关管S5的源极相连，第五开关管S5的漏极与直流电源Vin侧的正极端相连，第六 开关管S6的源极与直流电源Vin侧的负极端相连。滤波模块20连接在第二开关管S2 的漏极、第四开关管S4的漏极与交流电网Grid侧之间。具体地，如图6所示，滤波 模块20包括第一电感L1和第二电感L2，第一电感L1连接在第二开关管S2的漏极与 交流电网Grid侧一端1之间，第二电感L2连接在第四开关管S4的漏极和交流电网 Grid侧另一端2之间，并且第一电感L1和第二电感L2大小相同。

如图5和图6所示，调制电路模块10用于生成六个正弦脉宽调制SPWM输出信 号以分别控制第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五 开关管S5、第六开关管S6的导通和关断，以使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并 网电流；并且第一SPWM输出信号V_GS1用于控制第一开关管S1，第二SPWM输出信 号V_GS2用于控制第二开关管S2，第三SPWM输出信号V_GS3用于控制第三开关管S3， 第四SPWM输出信号V_GS4用于控制第四开关管S4，第五SPWM输出信号V_GS5用于控 制第五开关管S5，第六SPWM输出信号V_GS6用于控制第六开关管S6。

也就是说，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第 五开关管S5、第六开关管S6构成逆变桥，逆变桥输出电压为第一开关管S1的源极与 第三开关管S3的源极之间的电压，或者第二开关管S2的漏极与第四开关管S4的漏极 之间的电压，如图6中a、b间的电压。

在本发明的一个具体实施例中，具体调制方法如图7所示，在正弦交流并网电流 的正半周期，第一SPWM输出信号V_GS1可根据第一正弦调制波U_ref1和三角载波U_ref3 相比较获取。例如，在U_ref1的纵坐标的值大于U_ref3的纵坐标的值时，第一SPWM输 出信号V_GS1输出高电平，在U_ref1的纵坐标的值小于U_ref3的纵坐标的值时，第一SPWM 输出信号V_GS1输出低电平。

如图7所示，第四SPWM输出信号V_GS4可根据与第一正弦调制波U_ref1相差180 度的第二正弦调制波U_ref2和三角载波U_ref3相比较获取，例如，在U_ref2的纵坐标的值大 于U_ref3的纵坐标的值时，第四SPWM输出信号V_GS4输出低电平，在U_ref2的纵坐标的 值小于U_ref3的纵坐标的值时，第四SPWM输出信号V_GS4输出高电平。

如图7所示，第五SPWM输出信号V_GS5和第六SPWM输出信号V_GS6可根据第一 SPWM输出信号V_GS1和第四SPWM输出信号V_GS4进行与逻辑运算获取，即言，V_GS5、 V_GS6是V_GS1和V_GS4的与逻辑结果；第二SPWM输出信号V_GS2可根据第五SPWM输 出信号V_GS5先进行非逻辑运算，再与第一SPWM输出信号V_GS1进行与逻辑运算获取， 即言，V_GS2是V_GS1和V_GS5的非逻辑的与逻辑结果；第三SPWM输出信号V_GS3可根据 第五SPWM输出信号V_GS5先进行非逻辑运算，再与第四SPWM输出信号V_GS4进行与 逻辑运算获取，即言，V_GS3是V_GS4和V_GS5的非逻辑的与逻辑结果。

具体地，如图7所示，在正弦交流并网电流的负半周期，第二SPWM输出信号 V_GS2可根据第一正弦调制波U_ref1和三角载波U_ref3相比较获取，例如，在U_ref1的纵坐标 的值大于U_ref3的纵坐标的值时，第二SPWM输出信号V_GS2输出低电平，在U_ref1的纵 坐标的值小于U_ref3的纵坐标的值时，第二SPWM输出信号V_GS2输出高电平。

如图7所示，第三SPWM输出信号V_GS3可根据与第一正弦调制波U_ref1相差180 度的第二正弦调制波U_ref2和三角载波U_ref3相比较获取，例如，在U_ref2的纵坐标的值大 于U_ref3的纵坐标的值时，第三SPWM输出信号V_GS3输出高电平，在U_ref2的纵坐标的 值小于U_ref3的纵坐标的值时，第三SPWM输出信号V_GS3输出低电平。

如图7所示，第五SPWM输出信号V_GS5和第六SPWM输出信号V_GS6可根据第二 SPWM输出信号V_GS2和第三SPWM输出信号V_GS3进行与逻辑运算获取，即言，V_GS5、 V_GS6是V_GS2和V_GS3的与逻辑结果；第一SPWM输出信号V_GS1可根据第五SPWM输 出信号V_GS5先进行非逻辑运算，再与第二SPWM输出信号V_GS2进行与逻辑运算获取， 即言，V_GS1是V_GS2和V_GS5的非逻辑的与逻辑结果；第四SPWM输出信号V_GS4可根据 第五SPWM输出信号V_GS5先进行非逻辑运算，再与第三SPWM输出信号V_GS3进行与 逻辑运算获取，即言，V_GS4是V_GS3和V_GS5的非逻辑的与逻辑结果。

总的来说，根据图7可知，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第 四开关管S4的工作频率是第五开关管S5和第六开关管S6的工作频率的一半，从而可 以减小损耗，提高工作效率。

进一步地，根据第一SPWM输出信号V_GS1、第二SPWM输出信号V_GS2、第三SPWM 输出信号V_GS3、第四SPWM输出信号V_GS4、第五SPWM输出信号V_GS5、第六SPWM 输出信号V_GS6的变化规律，调制电路模块10控制该H6单相非隔离光伏并网逆变器在 每个正弦周期内均具有六种模态。具体而言，如图8a-8f所示，并且，在分析本实施例 的工作模态之前，做如下假设：一是，所有开关管参数相同；二是，所有电感、电容 均为理想元件。

假设直流电源Vin侧输入电压值为U_in，开关管S1-S6构成的逆变桥的输出端a、b 之间的电压为U_ab，第一输出端a和第二输出端b对直流侧Vin负极端n的电位差分别 为U_an和U_bn，则U_ab=U_an-U_bn，逆变器的共模电压为U_cm，且U_cm=(U_an+U_bn)/2。

其中，在第一模态，如图8a所示，调制电路模块10控制第一开关管S1、第四开 关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6导通，并控制第二开关管S2和第三开关管 S3关断。也就是说，开关管S1、S4、S5、S6处于导通状态，其余开关管处于关断状 态，因此U_an=U_in，U_bn=0，流经第一电感L1和第二电感L2的电流增加，电流的流经 回路为Vin正极端→S5→S1→L1→Grid→L2→S4→S6→Vin负极端，如图8a中实线部 分所示。逆变桥输出电压U_ab为+U_in，共模电压U_cm为U_in/2。

在第二模态，如图8b所示，调制电路模块10控制第一开关管S1和第二开关管 S2导通，并控制第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6关 断，其中，第三开关管S3的反并联二极管导通。也就是说，开关管S1、S2处于导通 状态，其余开关管处于关断状态，流经第一电感L1和第二电感L2的电流减小，为维 持L1、L2的电流连续，第三开关管S3的反并联二极管导通续流，a点的电位与b点 的电位相同，且第五开关管S5、第六开关管S6关断，S5与S6平均分担直流侧Vin的 输入电压值U_in，因此，U_an=U_in/2，U_bn=U_in/2，电流的续流回路为S1→L1→Grid→L2 →S3的反并联二极管→S1，如图8b中实线部分所示。逆变桥输出电压U_ab为0，共模 电压U_cm为U_in/2。

在第三模态，如图8c所示，调制电路模块10控制第三开关管S3和第四开关管S4 导通，并控制第一开关管S1、第二开关管S2、第五开关管S5和第六开关管S6关断， 其中，第二开关管S2的反并联二极管导通。也就是说，开关管S3、S4处于导通状态， 其余开关管处于关断状态，流经第一电感L1和第二电感L2的电流减小，为维持L1、 L2的电流连续，第二开关管S2的反并联二极管导通续流，a点的电位与b点的电位相 同，且第五开关管S5、第六开关管S6关断，S5与S6平均分担直流侧Vin的输入电压 值U_in，因此，U_an=U_in/2，U_bn=U_in/2，电流的续流回路为S4→S2的反并联二极管→L1 →Grid→L2→S4，如图8c中实线部分所示。逆变桥输出电压U_ab为0，共模电压U_cm 为U_in/2。

在第四模态，如图8d所示，调制电路模块10控制第二开关管S2、第三开关管S3、 第五开关管S5和第六开关管S6导通，并控制第一开关管S1和第四开关管S4关断。 也就是说，开关管S2、S3、S5、S6处于导通状态，其余开关管处于关断状态，因此， U_an=0，U_bn=U_in，流经第一电感L1和第二电感L2的电流增加，电流的流经回路为Vin 正极端→S5→S3→L2→Grid→L1→S2→S6→Vin负极端，如图8d中实线部分所示。逆 变桥输出电压U_ab为-U_in，共模电压U_cm为U_in/2。

在第五模态，如图8e所示，调制电路模块10控制第三开关管S3和第四开关管S4 导通，并控制第一开关管S1、第二开关管S2、第五开关管S5和第六开关管S6关断， 其中，第一开关管S1的反并联二极管导通。也就是说，开关管S3、S4处于导通状态， 其余开关管处于关断状态，流经第一电感L1和第二电感L2的电流减小，为维持L1、 L2的电流连续，第一开关管S1的反并联二极管导通续流，a点电位与b点电位相同， 第五开关管S5、第六开关管S6关断，S5与S6平均分担直流侧Vin的输入电压值U_in， 因此，U_an=U_in/2，U_bn=U_in/2，电流的续流回路为S3→L2→Grid→L1→S1的反并联二极 管→S3，如图8e中实线部分所示。逆变桥输出电压U_ab为0，共模电压U_cm为U_in/2。

在第六模态，如图8f所示，调制电路模块10控制第一开关管S1和第二开关管S2 导通，并控制第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6关断， 其中，第四开关管S4的反并联二极管导通。也就是说，开关管S1、S2处于导通状态， 其余开关管处于关断状态，流经第一电感L1和第二电感L2的电流减小，为维持L1、 L2的电流连续，第四开关管S4的反并联二极管导通续流。a点电位与b点电位相同， 第五开关管S5、第六开关管S6关断，S5与S6平均分担直流侧Vin的输入电压值U_in， 因此，U_an=U_in/2，U_bn=U_in/2，电流的续流回路为S2→S4的反并联二极管→L2→Grid→ L1→S2，如图8f中实线部分所示。逆变桥输出电压U_ab为0，共模电压U_cm为U_in/2。

综上所述，在第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态， H6单相非隔离光伏并网逆变器的共模电压保持为常量，均为：U_cm=U_in/2，其中，U_cm为共模电压，U_in为直流电源Vin侧的输入电压值。并且，通过上述分析可知，无论交 流侧Grid输出的并网电流的方向如何，共模电压U_cm始终保持为常值，为输入电压值 U_in的一半，因此可以有效消除共模电流的危害。

本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的逆变桥输出电压U_ab在+U_in、0、 -U_in之间变化，表明调制电路模块10的调制方法具有三电平调制的特征，从而交流侧 Grid的输出电流波形谐波含量低，可以减小滤波电感体积和提高变换效率。

另外，第五开关管S5、第六开关管S6导通时，逆变桥输出电压U_ab为+U_in或-U_in， 第五开关管S5、第六开关管S6关断时，逆变桥输出电压U_ab为0，由此可知，逆变桥 输出电压U_ab的频率与开关管S5和S6的开关频率相同，是开关管S1、S2、S3和S4 开关频率的2倍。

由此，第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态以一定 的规律循环出现。具体而言，在正弦交流并网电流的正半周期，调制电路模块10控制 第一模态、第二模态、第一模态、第三模态顺序循环出现。具体而言，可以以第一模 态、第二模态、第一模态、第三模态的顺序多次循环出现，并且，循环的次数可以根 据调制电路模块10的调制方法决定，即根据第一SPWM输出信号V_GS1、第二SPWM 输出信号V_GS2、第三SPWM输出信号V_GS3、第四SPWM输出信号V_GS4、第五SPWM 输出信号V_GS5、第六SPWM输出信号V_GS6决定。

同样地，在正弦交流并网电流的负半周期，调制电路模块10控制第四模态、第五 模态、第四模态、第六模态顺序循环出现。具体而言，可以以第四模态、第五模态、 第四模态、第六模态的顺序多次循环出现，并且，循环的次数可以根据调制电路模块 10的控制方法决定，即根据第一SPWM输出信号V_GS1、第二SPWM输出信号V_GS2、 第三SPWM输出信号V_GS3、第四SPWM输出信号V_GS4、第五SPWM输出信号V_GS5、 第六SPWM输出信号V_GS6决定。

在本发明的一个具体实施例中，在如表1所示的同一参数条件下计算本发明实施 例的开关管S1-S6的损耗，以及H5和HERIC的所有开关管的损耗，且为便于统一计 算，必须保证本发明实施例的交流侧Grid的输出电流与H5和HERIC交流侧的输出电 流的脉动相同。

表1

直流侧电压 400VDC 电网电压 220VAC 电网频率 50Hz 交流侧输出电压频率 20kHz MOSFET型号 SPW47N60CFD IGBT型号 IRGP4063D

下面在输出功率为500W-3000W时，绘制本发明实施例、H5和HERIC的效率曲 线对比图以便做出更优地选择。具体地，图9为工作频率为10kHz时本发明实施例的 H6逆变器与现有技术中H5和HERIC逆变器的效率曲线对比图，图10为工作频率为 25kHz时本发明实施例的H6逆变器与现有技术中H5和HERIC逆变器的效率曲线对比 图（以上计算，均没有使用到独立二极管）。

从图9和图10的数据和曲线趋势可以看出，本发明实施例的H6逆变器，在小功 率场合效果最优，并且随着频率的增加，本发明实施例的H6逆变器的效率优势更加明 显，逐渐接近现有技术中HERIC的效率。

下面为了验证本发明实施例的正确性和对漏电流抑制性能的有效性，使用PSIM仿 真软件对本发明实施例的逆变器进行仿真验证。本发明实施例的逆变器的主要参数如 表2所示。

表2

直流侧Vin输入电压值Uin 400VDC 电网Grid电压 220VAC 电网Grid频率 50Hz 三角载波频率 10kHz 交流侧Grid输出功率 1kW 第一电感L1和第二电感L2 2mH 寄生电容Cpv 100nF

具体地，图11a为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变器的交流侧输 出并网电流的波形示意图，图11b为根据本发明实施例的H6单相非隔离光伏并网逆变 器的共模电流的波形示意图。

从图11a和图11b可以看出，本发明实施例的H6单相非隔离并网逆变器以及对应 的调制电路模块10的调制方法，可以使得逆变器很好的工作，并且对漏电流具有很好 的抑制能力，共模电流峰值6.03mA，远远小于VDE-0126-1-1标准规定的300mA。另 外，交流侧输出并网电流波形良好，总谐波失真为0.629%，大大减小滤波器的体积。

本发明实施例提出的H6单相非隔离光伏并网逆变器，采用六个开关管构成反对称 的拓扑桥式结构，桥臂直通不会引起过电流，提高系统可靠性和稳定性，并通过调制 驱动模块生成六个正弦脉宽调制SPWM输出信号，并分别控制第一开关管、第二开关 管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管的导通和关断，可保证共模 电压保持为直流侧输入电压值的一半，消除漏电流的危害。另外，采用的调制方法具 有三电平调制的效果，使得输出并网电流谐波含量小，大大减小滤波器的体积。并且 只有两个开关管高频工作，其余四个开关管工作频率减半，从而在降低输出并网电流 的总谐波失真的同时提高工作效率。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示 例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或 者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意 性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者 特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以 理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、 替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。