循环前缀缺失下VBLAST-OFDM系统的信号检测方法

摘要

循环前缀缺失下VBLAST-OFDM系统的信号检测方法，属于无线通信技术领域。本发明通过消除符号间干扰和循环卷积的重构，使OFDM传输系统等效为N个并行的、具有不同增益的高斯信道，再利用迫零准则或最小均方误差准则完成对VBLAST-OFDM符号的检测。对于两发两收的VBLAST-OFDM系统首先根据天线间信道参量的不同，分别对两根接收天线进行符号间干扰消除和循环卷积的初次近似，再利用迫零准则或最小均方误差准则对空间频域信道矩阵化简，消除载波间干扰和天线间干扰，完成对VBLAST-OFDM系统的数据检测，最后通过迭代对两根接收天线数据的循环前缀加以修复，提高数据检测的精度。

说明书

技术领域

本发明属于无线与移动通信技术领域，具体涉及一种在VBLAST-OFDM系统中循环前缀缺失的条件下，采用符号间干扰消除和循环前缀的重构技术，并通过迭代进一步对符号间干扰消除和循环前缀重构的修复，进而到达理想检测性能的信号检测方法。 

背景技术

贝尔实验室垂直分层空时（Vertical Bell Laboratories Layered Space Time, VBLAST）技术作为一种最具代表性的多输入多输出（MIMO）系统，具有充分发挥空间复用技术提高频谱效率的优势，且实现的MIMO系统能够在误码率（BER）和频谱效率之间进行灵活折中。实验表明在平坦衰落信道下频谱利用率较高，且易于实现，但对于数据流速率高或者信道多径效应明显时，则需要大维数矩阵求逆，计算复杂度很高，因此工程实用性较差。 

而正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）技术能将高速串行数据流转化为并行低速数据流，可以将频率选择性衰落信道转换成并行平坦衰落子信道，同时，OFDM技术利用离散傅里叶变换（Discrete Fourier Transform，DFT）实现正交多载波调制，实现技术简单，并且能提高频谱效率，实用性受到广泛的关注，已经应用到长期演进（Long Term Evolution，LTE）和地面广播数字系统中。本发明就是基于VBLAST和OFDM技术相结合的产物。 

在信道存在恶劣的多径效应，引入符号间干扰（Inter-Symbol Interference，ISI）会破坏OFDM系统的传输特性，造成系统性能的迅速恶化。因此，如何利用信道信息对OFDM数据进行有效检测，提高系统抗干扰能力是未来无线通信传输系统的核心技术之一。在无循环前缀保护的OFDM系统中，在多径时延较小时，残余符号间干扰消除（Residual ISI cancellation，RISIC）算法和循环前缀重构（Cyclic Prefix Reconstruction，CPR）算法能够有效的消除符号间干扰，达到对OFDM符号的有效检测。具体可参考文献：Dukhyun Kim; Stuber, G.L. Residual ISI cancellation for OFDM with application to HDTV broadcasting，IEEE Trans. Commun., vol.16,no.8, pp. 1590-1599, Oct. 1998; 及 Cheol-Jin Park; Gi-Hong Im; Efficient Cyclic Prefix Reconstruction for Coded OFDM Systems, IEEE Commun. lett., vol.8, no.5, pp. 274-276, May.2004。但是这些方法都只运用在单发单收的系统中，对于两发两收的VBLAST-OFDM系统，鲜有作者对这种情况下检测方法进行分析。本发明针对VBLAST技术的特点，根据不同接收 天线不同的信道参量，分别进行干扰消除和循环前缀的重构。 

发明内容

本发明目的是为了解决现有技术在向VBLAST多天线推广时存在的问题，提出的一种VBLAST-OFDM系统的信号检测方法。 

为了实现上述目的，本发明的技术方案是： 

循环前缀缺失下VBLAST-OFDM系统的信号检测方法，具体包括如下步骤： 

S1：由于信道状态信息可以通过信道估计得到，接收端对两根发射天线第i-1帧数据已经完成检测，所以可以假设这两个量都是已知的；利用已知的信道状态信息和前一帧数据，得到接收天线1数据中的符号间干扰和接收天线2数据中的符号间干扰 

在本发明中，发送的数据模型如图1(a)所示。设发送天线1第i帧发送的频域OFDM符号为发送天线2第i帧发送的频域OFDM符号为对频域符号作长度为N的IFFT变换，则第i帧发送天线时域符号可以表示为， 

$x_1^i=F_N^H{X}_1^i,x_2^i=F_N^H{X}_2^i---\left(1\right)$

如图2，对于接收天线1第i帧的接收数据表示为由于在慢时变信道下，连续两个OFDM符号数据持续时间内信道CIR基本不变，因此： 

$y_{1.k}^i=\left(\begin{array}{c}\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^i\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i-1}\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i-1}+n_k^{i}0\le k<L\\ \underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_k^{i}L\le k<N\end{array}\right)---\left(2\right)$

其中，k表示OFDM数据单元内第k+1个采样点，N表示OFDM数据单元长度；表示发射天线1到接收天线1之间的信道信息，表示发射天线2到接收天线1之间的信道信息，l表示归一化的第l条多径信道，L表示归一化的最大多径信数量。 

则： 

$y_{1,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i-1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i-1}0\le k<L---\left(3\right)$

同理可知： 

$y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i-1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-1>N}^{i-1}0\le k<L---\left(4\right)$

其中，表示发射天线1到接收天线2之间的信道信息，表示发射天线2到接收天线2之间的信道信息。 

S2：利用两根接收天线第i+1帧接收数据和的前L个样本对和进行循环前缀初次重构，其中，表示需要重构的数据部分；表示需要重构的数据部分； 

$y_{1,\mathrm{Add}}^i\left(k\right)={\xi }_{1,k}{y}_{1,k}^{i+1},0\le k<L---\left(5\right)$

其中： 

${\xi }_{1,k}=\frac{\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{11,l}\right|}^2+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{12,l}\right|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{11,l}\right|}^2+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{12,l}\right|}^2}---\left(6\right)$

的前L个样本可以表示为： 

$y_{1,k}^{i+1}=\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_{l,k}^{i}0\le k<L---\left(7\right)$

同样地，有： 

$y_{2,\mathrm{Add}}^{i+1}\left(k\right)={\xi }_{2,k}{y}_{2,k}^{i+2}---\left(8\right)$

其中： 

${\xi }_{2,k}=\frac{\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{21,l}\right|}^2+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{22,l}\right|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{21,l}\right|}^2+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{22,l}\right|}^2}0\le k<L---\left(9\right)$

的前L个样本可以表示为： 

$y_{2,k}^{i+1}=\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-1>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_{2,k}^{i}0\le k<L---\left(10\right)$

S3：对进行干扰消除和初次循环前缀重构得到

${\tilde{y}}_{1,k}^i=\left(\begin{array}{c}{y}_{1,k}^i-y_{1,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{1,\mathrm{Add}}^i\left(k\right),0\le k<L\\ y_{1,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(11\right)$

S4：对进行干扰消除和初次循环前缀重构得到

${\tilde{y}}_{2,k}^i=\left(\begin{array}{c}{y}_{2,k}^i-y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{2,\mathrm{Add}}^i\left(k\right),0\le k<L\\ y_{2,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(12\right)$

S5：对步骤S3得到的和步骤S4得到的进行傅里叶变换，得到频域响应和

S6：信道均衡和信号检测； 

由于经过ISI消除和循环前缀重构，接收天线1接收第i帧数据和接收天线2接收第i帧数据可以近似表示为： 

${\tilde{y}}_{1,k}^i=h_{11,\mathrm{eqv}}{x}_1^i+h_{12,\mathrm{eqv}}{x}_2^i---\left(13\right)$

${\tilde{y}}_{2,k}^i=h_{21,\mathrm{eqv}}{x}_1^i+h_{22,\mathrm{eqv}}{x}_2^i---\left(14\right)$

其中h_11,eqv,h_12,eqv,h_21,eqv和h_22,eqv都是循环移位矩阵，形式可以表示为： 

$h_{\mathrm{eqv}}\left(\begin{array}{cccccc}{h}_0& 0& ···& h_L& ···& h_1\\ h_1& h_0& ···& ···& ···& h_2\\ h_2& h_1& h_0& ···& ···& h_3\\ ···& ···& ···& ···& ···& ···\\ ···& ···& ···& ···& ···& ···\\ 0& ···& h_L& h_{L-1}& ···& h_0\end{array}\right)---\left(15\right)$

则频域响应分别表示为： 

${\tilde{Y}}_1^i=H_{11}{X}_1^i+H_{12}{X}_2^i+W_1^i---\left(16\right)$

${\tilde{Y}}_2^i=H_{21}{X}_1^i+H_{22}{X}_2^i+W_2^i---\left(17\right)$

其中： 

$\left(\begin{array}{c}{H}_{11}=F_N{h}_{11,\mathrm{eqv}}{F}_N^H,H_{12}=F_N{h}_{12,\mathrm{eqv}}{F}_N^H\\ H_{21}=F_N{h}_{21,\mathrm{eqv}}{F}_N^H,H_{22}=F_N{h}_{22,\mathrm{eqv}}{F}_N^H\end{array}---\left(18\right)\right)$

这里H₁₁,H₁₂,H₂₁和H₂₂都是对角矩阵 

令$H=\left(\begin{array}{cc}{H}_{11}& H_{12}\\ H_{21}& H_{22}\end{array}\right),$采用MMSE准则，消除天线间干扰，得到频域均衡器Q: 

$Q=\frac{H^H}{H{H}^H+{\sigma }^{2}I}---\left(19\right)$

完成频域均衡后，再基于最小均方误差准则判决得到发送的信号和再做N点的IFFT得到发送的时域信号和如图2所示。 

S7：对的循环前缀重构部分进行修正，有： 

${\tilde{y}}_{1,k}^{i,I=1}=\left(\begin{array}{c}{y}_{1,k}^i-y_{1,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{1,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right),0\le k<L\\ y_{1,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(20\right)$

其中： 

$y_{1,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{\hat{x}}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{\hat{x}}_{2,<K-1>N}^{i}0\le k<L---\left(21\right)$

S8：对进行干扰消除和循环前缀修正，表示为： 

${\stackrel{~i,}{y}}_{2,k}^{I=1}=\left(\begin{array}{c}{y}_{2,k}^i-y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{2,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right),0\le k<L\\ y_{2,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(22\right)$

其中： 

$y_{2,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{\hat{x}}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{\hat{x}}_{2,<k-l>N}^{i}0\le k<L---\left(23\right)$

S9：更新； 

利用迭代后更新的接收数据响应和返回步骤S5重复上述过程得到迭代后检测数据和继续迭代，直到达到事先设置的迭代次数M，记最后检测数据为和 

本发明的有益效果：本发明提出的方法解决了循环前缀缺失下SISO-OFDM系统信号检测向VBLAST-OFDM系统推广时存在的问题。对于两发两收VBLAST多天线系统，接收端不同天线根据各自的信道信息进行符号间干扰消除和循环前缀重构，固定接收天线接收数据来在两根发射天线发送的数据，所以进行符号间干扰消除和循环前缀重构是要对两根发射天线发送的数据处理，并通过迭代进一步更新循环前缀重构部分，从而实现循环前缀缺失下VBLAST-OFDM系统有效的信号检测。 

附图说明

图1为本发明采用的数据结构模型示意图。 

图2为本发明流程示意图。 

具体实施方式

下面结合具体的参数对上述本发明提出的循环前缀缺失下VBLAST-OFDM符号检测方法进行说明： 

本实例中的VBLAST-OFDM系统参数设置如下：设天线参数为两发两收，信号调制方式采用QPSK调制，子载波总数N=1024，子载波序号为[0,1,2,....,1023]。本实例中选择的信道参数如下：空间信道采用的是相互独立瑞利衰落信道，每个信道采用COST207TU信道，多径时延分别为[0，0.2，0.5，1.6，2.3，5]us，多径衰落功率分别是[3，0，5，6，8，10]dB，归一化多普勒扩展值是0.001，设系统采样周期T=1.0e-7s。则归一化的信道最大多径时延（多径信道数量）L=5.0e-6/T=50。 

循环前缀缺失下VBLAST-OFDM系统的信号检测方法，具体包括如下步骤： 

S1：由于信道状态信息可以通过信道估计得到，接收端对两根发射天线第i-1帧数据已经完成检测，所以可以假设这两个量都是已知的；利用已知的信道状态信息和前一帧数据，得到接收天线1数据中的符号间干扰和接收天线2数据中的符号间干扰 

设发送天线1第i帧发送的频域OFDM符号为发送天线2第i帧发送的频域OFDM符号为对频域符号作长度为N的IFFT变换，则第i帧发送天线时域符号可以表示为， 

$x_1^i=F_N^H{X}_1^{i,}{x}_2^i=F_N^H{X}_2^i---\left(1\right)$

对于接收天线1第i帧的接收数据表示为由于在慢时变信道下，连续两个OFDM符号数据持续时间内信道CIR基本不变，因此： 

$y_{1,k}^i=\left(\begin{array}{c}\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-1>N}^i+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-1>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{l,<k-l>N}^{i-1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i-1}+n_k^{i}0\le k<L\\ \underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_k^{i}L\le k<N\end{array}\right)---\left(2\right)$

其中，k表示OFDM数据单元内第k+1个采样点，N表示OFDM数据单元长度； 表示发射天线1到接收天线1之间的信道信息，表示发射天线2到接收天线1之间的信道信息，l表示归一化的第l条多径信道，L表示归一化的最大多径信数量； 

则： 

$y_{1,\mathrm{Re},\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i-1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i-1}0\le k<L---\left(3\right)$

同理可知： 

$y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i-1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i-1}0\le k<L---\left(4\right)$

其中，表示发射天线1到接收天线2之间的信道信息，表示发射天线2到接收天线2之间的信道信息； 

S2：利用两根接收天线第i+1帧接收数据和的前L个样本对和进行循环前缀初次重构，其中，表示需要重构的数据部分；表示需要重构的数据部分； 

$y_{1,\mathrm{Add}}^i\left(k\right)={\xi }_{1,k}{y}_{1,k}^{i+1},0\le k<L---\left(5\right)$

其中： 

${\xi }_{1,k}=\frac{\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{11,l}\right|}^2+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{12,l}\right|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{11,l}\right|}^2+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{12,l}\right|}^2}---\left(6\right)$

的前L个样本可以表示为： 

$y_{1,k}^{i+1}=\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-1>N}^{i+1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_{1,k}^{i}0\le k<L---\left(7\right)$

同样地，有： 

$y_{2,\mathrm{Add}}^{i+1}\left(k\right)={\xi }_{2,k}{y}_{2,k}^{i+2}---\left(8\right)$

其中： 

${\xi }_{2,k}=\frac{\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{21,l}\right|}^2+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{22,l}\right|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{21,l}\right|}^2+\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_{22,l}\right|}^2}0\le k<L---\left(9\right)$

的前L个样本可以表示为： 

$y_{2,k}^{i+1}=\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=0}{\overset{k}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-l>N}^{i+1}+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{x}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{x}_{2,<k-l>N}^i+n_{2,k}^{i}0\le k<L---\left(10\right)$

S3：对进行干扰消除和初次循环前缀重构得到

${\tilde{y}}_{1,k}^i=\left(\begin{array}{c}{y}_{1,k}^i-y_{1,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{1,\mathrm{Add}}^i\left(k\right),0\le k<L\\ y_{1,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(11\right)$

S4：对进行干扰消除和初次循环前缀重构得到

${\tilde{y}}_{2,k}^i=\left(\begin{array}{c}{y}_{2,k}^i-y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{2,\mathrm{Add}}^i\left(k\right),0\le k<L\\ y_{2,k}^{i}L\le k<N\end{array}\right)---\left(12\right)$

S5：对步骤S3得到的和步骤S4得到的进行傅里叶变换，得到频域响应和

S6：信道均衡和信号检测； 

由于经过ISI消除和循环前缀重构，接收天线1接收第i帧数据和接收天线2接收第i帧数据可以近似表示为： 

${\tilde{y}}_{1,k}^i=h_{11,\mathrm{eqv}}{x}_1^i+h_{12,\mathrm{eqv}}{x}_2^i---\left(13\right)$

${\tilde{y}}_{2,k}^i=h_{21,\mathrm{eqv}}{x}_1^i+h_{22,\mathrm{eqv}}{x}_2^i---\left(14\right)$

其中h_11,eqv,h_12,eqv,h_21,eqv和h_22,eqv都是循环移位矩阵，形式可以表示为： 

$h_{\mathrm{eqv}}=\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cccccc}{h}_0& 0& ···& h_L& ···& h_1\\ h_1& h_0& ···& ···& ···& h_2\\ h_2& h_1& h_0& ···& ···& h_3\\ ···& ···& ···& ···& ···& ···\\ ···& ···& ···& ···& ···& ···\\ 0& ···& h_L& h_{L-1}& ···& h_0\end{array}\right)\end{array}---\left(15\right)$

则频域响应分别表示为： 

${\tilde{Y}}_1^i=H_{11}{H}_1^i+H_{12}{X}_2^i+W_1^i---\left(16\right)$

${\tilde{Y}}_2^i=H_{21}{X}_1^i+H_{22}{X}_1^i+W_2^i---\left(17\right)$

其中： 

$\left(\begin{array}{c}{H}_{11}=F_N{h}_{11,\mathrm{eqv}}{F}_N^H,H_{12}=F_N{h}_{12,\mathrm{eqv}}{F}_N^H\\ H_{21}=F_N{h}_{21,\mathrm{eqv}}{F}_N^H,H_{22}=F_N{h}_{22,\mathrm{eqv}}{F}_N^H\end{array}\right)---\left(18\right)$

这里H₁₁,H₁₂,H₂₁和H₂₂都是对角矩阵 

令$H=\left(\begin{array}{cc}{H}_{11}& H_{12}\\ H_{21}& H_{22}\end{array}\right),$采用MMSE准则，消除天线间干扰，得到频域均衡器Q： 

$Q=\frac{H^H}{H{H}^H+{\sigma }^{2}I}---\left(19\right)$

完成频域均衡后，再基于最小均方误差准则判决得到发送的信号和再做N点的IFFT得到发送的时域信号和

S7：对的循环前缀重构部分进行修正，有： 

${\tilde{y}}_{1,k}^{i,I=1}=\left(\begin{array}{c}{y}_{1,k}^i-y_{1,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{1,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right),0\le k<L\\ y_{1,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(20\right)$

其中： 

$y_{1,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{11,l}{\hat{x}}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{12,l}{\hat{x}}_{2,<k-l>N}^{i}0\le k<L---\left(21\right)$

S8：对进行干扰消除和循环前缀修正，表示为： 

${\tilde{y}}_{2,k}^{i,I=1}=\left(\begin{array}{c}{y}_{2,k}^i-y_{2,\mathrm{Re}\_\mathrm{ISI}}^i\left(k\right)+y_{2,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right),0\le k<L\\ y_{2,k}^i,L\le k<N\end{array}\right)---\left(22\right)$

其中： 

$y_{2,\mathrm{Add}}^{i,I=1}\left(k\right)=\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{21,l}{\hat{x}}_{1,<k-l>N}^i+\underset{l=k+1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{22,l}{\hat{x}}_{2,<k-l>N}^{i}0\le k<L---\left(23\right)$

S9：更新； 

利用迭代后更新的接收数据响应和返回步骤S5重复上述过程得到迭代后检测数据和继续迭代，直到达到事先设置的迭代次数M，记最后检测数据为和 ${\hat{x}}_2^{i,I=M}.$

本发明提出通过符号间干扰消除和重构循环卷积，实现对VBLAST-OFDM符号的检测。在步骤S2分别计算两根接收天线数相应的干扰消除项和循环前缀重构项，在步骤S4分别对两根接收天线数据的循环前缀重构进行修正。